JPH03290876A - 情報再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、情報記録再生装置における情報再生回路に関
し、特に光磁気ディスク等から光学ヘッドを介して読み
出された読出アナログ信号を、元のディジタルデータに
変換するための情報再生回路に関するものである。

〔従来の技術〕

情報記録再生装置の一例として、第１６図に示す光磁気
ディスク記録再生装置を例に挙げて説明する。

光磁気ディスク１６０１は、記録媒体として膜面に垂直
な方向の磁化容易軸を有する磁気異方性の磁性薄膜を用
い、この磁性薄膜に光学ヘッド１６０３からレーザビー
ム１６０２を磁性薄膜に照射する。これにより、照射部
位の温度が局所的に上昇して保磁力が低下する。

その状態で、磁気ヘッド１６０４からバイアス磁場を印
加すると、その部位の磁化が反転する。

ここで、上記のバイアス磁場は記録したい部位でのみ印
加しても良く、又は記録する前から予め印加しておいて
も良い。そして、変調回路１６０５から送られる記録信
号Ａに応じて磁気ヘッド１６０４からのバイアス磁場の
印加方向及び強さを切り替えるか、又はレーザビーム１
６０２の照射量を切り替えれば、レーザビーム１６０２
のスポット径の大きさでディジタルデータを垂直磁気記
録するとかできる。なお、記録したデータの消去は記録
時と逆方向の磁場を印加することにより行える。

上記のようにして記録されたデータを再生するには、記
録又は消去時よりも低強度のレーザビーム１６０２を光
磁気ディスク１６０１の磁性薄膜に照射する。それによ
り、直線偏光を有するレーザビーム１６０２が磁気光学
効果（ファラデー効果、カー効果）によって磁性薄膜の
磁化の状態に応じた偏光面の傾きを生じて反射する。従
って、この反射光の偏光面の傾きを光学ヘッド１６０３
内に設けた光検出器により検光子を介して電気信号に変
換すれば、読出アナログ信号Ｂを得ることができる。

この読出アナログ信号Ｂは情報再生回路１６０６に送ら
れ、ディジタルデータＣがＰＬＬ　（フェイズロックル
ープ）１６０７を経て復調回路１６０８で復調される。

上記変調回路１６０５及び復調回路１６０８においては
、例えば、第１表に示すような一般に良く知られている
２、７ＲＬＬコードに従った変復調方式により変調及び
復調が行われる。変復調方式には、これ以外に、例えば
、８／ｌ　０ＧＣＲコード等が良く知られている。

第１表（２，７ＲＬＬコード） 次に、第１７図〜第２６図を用いて従来の情報再生回路
を説明する。この内、第１７図〜第１９図はＮＲＺＩ記
録方式における情報再生回路を、第２０図〜第２２図は
ＲＺ記録方式における情報再生回路を説明する図である
。

第１７図に、ＮＲＺ前記録方式における読出アナログ信
号Ｂ（同図（ｄ））の波形を示す。変調ビット（同図（
Ｃ））は記録信号Ａ（同図（ｂ））に基づいてレーザビ
ーム１６０２及び外部印加磁場により前記の磁性薄膜と
しての記録磁性Ｍ１７０１（同図（ａ））上に記録され
る。この記録信号Ａを再生した時の読出アナログ信号Ｂ
の前縁又は後縁が変調ビット“１”に対応する。

第１８図を用いて、ＮＲＺＩ記録方式に対する従来の情
報再生回路１６０６を説明する。

読出アナログ信号Ｂはコンデンサ１８０５を介してアン
プ１８０１に入力される。その後、等化器及びＬＰＦ（
ローパスフィルタ）１８０２によって波形干渉の補償と
Ｓ／Ｎ比を向上させ、再生信号りが比較器１８０３の正
転入力端子とエンベロープ検出回路１８０４に導かれる
。エンベロープ検出回路１８０４は、再生信号りの包絡
線の中心レベルである比較電圧Ｅを発生し、比較器１８
０３の反転入力端子に導かれる。比較器１８０３で上記
再生信号りと比較電圧Ｅとが比較されてディジタルデー
タＣが出力される。

第１９図は第１８図の各部における波形を示す図である
。ＮＲＺＩ記録再生方式においては、記録ビット（第１
９図（ａ））の“１”に対して記録マーク１９０１　（
同図（ロ））の前縁及び後縁が一致する。これを光学ヘ
ッド１６０３で読み出すと、読出アナログ信号Ｂ（同図
（Ｃ））が得られる。

比較器１８０３の正転入力端子に人力される再生信号り
に対して、反転入力端子に人力される比較電圧Ｅは上記
のように再生信号りの包絡線の中心レベルとなる（同図
（ｄ））。従って、比較器１８０３のディジタルデータ
Ｃ（同図（ｅ））における反転位置を“１”とすると、
記録ビットと同一の再生ビット（同図（ｆ））が得られ
る。

次に、ＲＺ記録方式における読出アナログ信号Ｂについ
て第２０図に基づいて説明する。

変調ビット（同図（Ｃ））は記録信号Ａ（同図（ｂ））
に基づいてレーザビーム１６０２　（同図（ａ））及び
外部印加磁場により記録磁性膜１７０１上に記録される
。ＮＲＺＩ記録方式と異なる点は、この時の読出アナロ
グ信号Ｂ（同図（ｄ））のピーク位置が変調ビット“１
”に対応する点である。

次に、第２１図を用いて、ＲＺ記録方式に対する従来の
情報再生回路を説明する。読出アナログ信号Ｂはコンデ
ンサ２１０５を介してアンプ２１０１に人力される。そ
の後、等化器及びＬＰＦ２１０２によって波形干渉の補
償とＳ／Ｎ比を向上させ、微分回路２１０３を介して一
階微分信号Ｆがヒステリシスコンパレータ２１０４に導
かれる。ヒステリシスコンパレータ２１０４からはディ
ジタルデータＣが出力される。

第２２図は第２１図における波形を示す図である。

ＲＺ記録再生方式においては、記録ビット（第２２図（
ａ））の°゛１”に対して記録マーク２２０１（同図０
）））の中心が一致する。これを光学ヘッド１６０３で
読み出すと、読出アナログ信号Ｂ（同図（Ｃ））が得ら
れる。ヒステリシスコンパレータ２１０４に入力される
一階微分信号Ｆ（同図（ｄ））に対してヒステリシスレ
ベルＧを超えた時にディジタルデータＣ（同図（ｅ））
は反転する。従って、ヒステリシスコンパレータ２１０
４から出力されるディジタルデータＣにおける立ち下が
りエツジを“１゛とすると、記録ビットからは若干遅れ
るものの、再生ビット（同図（ｆ））が得られる。

〔発明が解決しようとする課題〕 ところで、近年、ますます光磁気記録再生装置の開発が
盛んであり、更なる高密度化及び高速化が要求されてい
る。このため、多種の変調方式又は記録再生方式を用い
た光磁気記録再生装置が研究開発されている。一方、そ
れに伴って、これら異種の光ディスクを対象とした装置
間又は異種の光デイスク間では互換性を付与することが
困難になっている。

従って、本発明の目的は、■高密度化が可能な記録再生
方式及び変調方式に対する情報再生回路を提供すること
、■多種の記録再生方式及び変調方式において、互換性
のある情報再生回路を提供すること、■高速化が可能な
情報再生回路を提供することである。

ところで、上述した従来の情報再生回路では、■高密度
化が困難である、■互換性を与えることが困難である、
■高速化が困難であるという問題を有していた。これを
以下に説明する。

■高密度化が困難な点について 第１９図（ＮＲＺＩ方式）と第２２図（ＲＺ方式）にお
いて、同一の記録ビット（又は再生ビット）に対する記
録マーク１９０１．２２０１を比較スルと、ＲＺ方式に
比してＮＲＺＩ方式の方が更にビット密度を上げる（高
密度化できる）余裕のあることがわかる。又、変調方式
のうち、例えば、２，７ＲＬＬと８／１０ＧＣＲを比較
すると、２，７ＲＬＬの方がビット密度が高いことが一
般によく知られている。従って、ＮＲＺＩ方式と２．７
ＲＬＬとを組み合わせた２、マＮＲＺＩは高密度化が可
能な方式の一例となる。ところが、この２．７ＮＲＺＩ
は以下で述べるような問題を有している。

すなｈち、第２３図は８／１０ＧＣＲとＮＲＺＩ方式を
組み合わせた８／ｌ０ＮＲＺＩ　（同図（ａ）〉と、上
記の２．７ＮＲＺＩ　（同図（ロ））を用いてそれぞれ
記録を行った時の再生信号りの包絡線の波形である。

図から明らかなように、８／ｌ０ＮＲＺＩの波形に比し
て２，７ＮＲＺＩの波形は激しく上下に揺れている。な
ぜならば、８／１０ＮＲＺ　Ｉの記録ビットはＤＣＣ骨
分非常に抑制されている（ＤＣフリー）のに対して、２
．７ＮＲＺＩの波形はＤＣｔ７．分があまり抑制されて
いないからである。

特に、光磁気ディスク記録再生装置等の光記録再生装置
においては、磁気記録再生装置に比して上記の点が顕著
である。なぜならば、光記録再生装置においては、読出
アナログ信号ＢそのものがＤＣＣ骨分含んでいる（例え
ば、“１”と“０″の２種類の信号が読出レベルを決定
する）が、磁気記録再生装置においては、読出アナログ
信号はＤＣＣ骨分含んでいない（２種類の信号の境界が
読出レベルを決定する）からである。又、点線で示され
る比較電圧Ｅは再生信号りに対して遅れを生じる。

第２４図、第２５図は第２３図の波形からディジタルデ
ータに変換する過程を詳しく説明する図である。

第２４図におイテ、８／１０ＮＲＺ　Ｉは比較電圧Ｅ（
同図へ））が再生信号りの中心レベルにあるため、記録
ビット（同図（ａ））に忠実なディジタルデータＣ（同
図（Ｃ））が得られている。

一方、第２５図において、２．７ＮＲＺＩは比較電圧Ｅ
（同図（ｂ））が再生信号りから上下にずれが生しる。

これは、上述したように、再生信号りの包路線が第２３
図（ｂ）のように上下に揺れることと、比較電圧Ｅが再
生信号りに対して遅れるためである。従って、ディジタ
ルデータＣは第２５図（Ｃ）に点線で示すように、記録
ビット（同図（ａ））に対してばらつきが生じる。これ
は、再生エラーの原因となる。

つまり、第１８図に示す従来の情報再生回路では、ＤＣ
Ｃ骨分持つ変調方式（例えば、２，７ＮＲＺＩ）に対し
て高密度化が困難であった。換言すれば、２，７ＮＲＺ
Ｉ等の高密度化が可能な方式を採用しても、従来の情報
再生回路ではディジタルデータへの変換が不可能であっ
た。

■互換性を与えることが困難な点について第１８図及び
第２１図を比較すると、ＮＲＺＩ方式とＲＺ方式におけ
る情報再生回路は、等花器及びＬＰＦ１８０２．２１０
２以降の回路に共通点がなく、両方式間で互換性を持つ
にはそれぞれ別個に上記等化器及びＬＰＦ１８０２．２
１０２以降の回路部分が必要となる。従って、特に、装
置の小型化を図りたい場合、ＮＲＺＩ方式とＲＺ方式の
互換性を付与することが困難であった。

■高速化が困難である点について 第２６図（ａ）に示すように、例えば、光ディスクの各
トラックを複数のセクタに分割してセクタ毎に記録・再
生又は消去を行う場合、読出アナログ信号Ｂは記録・消
去を行うセクタにおいて再生を行うセクタよりもレベル
が高くなる（一般に約３〜ＩＯ倍）。なぜならば、情報
の記録・消去時はレーザビーム１６０２の強度が高くな
るからである。又、光記録再生装置の特徴として、上述
のように、読出アナログ信号ＢがＤＣｒｆ７．分を含ん
でおり（同図（ａ）において、レベルが片側（例えば、
正側）にだけ大きくなる）、これが他の情報再生回路（
例えば、磁気記録再生装置）と異なる点である。

すると、第１８図又は第２１図におけるコンデンサ１８
０５．２１０５の出力信号は大きな過渡応答を伴い、第
２６図０））の１部のように、記録。

消去直後に、その上限と下限を点線で示す再生レヘル範
囲を超えることになる。上述のように、読出アナログ信
号ＢがＤＣＣ骨分含んでいるために、他の情報再生回路
に比してこの過渡応答は顕著である。これにより、記録
・消去直後のデータの再生ができない。従って、過渡応
答が終了するまで再生が不可能となり、高速化に支障が
生じたり、又は、セクタ間の間隔を広げて記録・消去直
後には再生を行わないようにすれば、高密度化が困難に
なる。

〔課題を解決するための手段〕 本明細書の特許請求の範囲における請求項第１項に係る
情報再生回路は、上記の課題を解決するために、情報記
録媒体から読み出された読出アナログ信号の前縁及び後
縁を検出して元のディジタルデータに変換する情報再生
回路において、上記読出アナログ信号から２階微分信号
を発生させる２階微分手段と、上記２階微分信号と複数
レベルの間で切り替えられる比較電圧とを比較して上記
ディジタルデータを発生させる比較手段と、上記複数レ
ベルの間で切り替えられる比較電圧を発生させる比較電
圧発生手段とを具備していることを特徴とするものであ
る。

又、請求項第２項に係る情報再生回路は、情報記録媒体
から読み出された読出アナログ信号を元のディジタルデ
ータに変換する情報再生回路において、上記読出アナロ
グ信号から１階微分信号を発生させる１階微分手段と、
上記１階微分信号と複数レベルの間で切り替えられる第
１の比較電圧とを比較して上記ディジタルデータを発生
させる第１比較手段と、上記複数レベルの間で切り替え
られる第１の比較電圧を発生させる第１比較電圧発生手
段とを具備し、上記読出アナログ信号のピーク位置を検
出して上記ディジタルデータに変換するピーク位置検出
回路と、上記読出アナログ信号又は上記１階微分信号か
ら読出アナログ信号の２階微分信号を発生させる２階微
分手段と、上記２階微分信号と複数レベルの間で切り替
えられる第２の比較電圧とを比較して上記ディジタルデ
ータを発生させる第２比較手段と、上記複数レベルの間
で切り替えられる第２の比較電圧を発生させる第２比較
電圧発生手段とを具備し、上記読出アナログ信号の前縁
及び後縁を検出して上記ディジタルデータに変換するエ
ツジ検出回路とを備えていることを特徴としている。

更に、請求項第３項の情報再生回路は、情報記録媒体か
ら読み出された読出アナログ信号を元のディジタルデー
タに変換する情報再生回路において、上記読出アナログ
信号から１階微分信号又は２階微分信号を発生させるｌ
又は複数の微分手段と、上記１階微分信号又は２階微分
信号と比較電圧とを比較して上記ディジタルデータを発
生させる比較手段と、上記比較電圧を発生させる比較電
圧発生手段とを備え、かつ、少なくとも１つの微分手段
が再生レベル範囲を決定する回路要素より前段に配置さ
れていることを特徴としている。

〔作　用〕

上記した請求項第１項の情報再生回路によれば、読出ア
ナログ信号の２階微分信号から元のディジタルデータを
得るようにしたので、読出アナログ信号のＤＣＣ骨分キ
ャンセルすることができる。特に、Ｄ（４分を抑制して
いない方式（例えば、２．７ＮＲＺＩ方式）に対して、
再生エラーの生しない情報再生回路を提供することがで
きる。

すなわち、例えば、８／１０ＮＲＺ　１方式に比して高
密度化が容易な２．７ＮＲＺＩ方式を用いて記録・再生
を行うことができるので、記録密度の高い情報記録再生
装置を構成できる。なお、ＤＣＣ骨分抑制している方式
（例えば、８／ｌ０ＮＲＺＩ方式）に対しても当然再生
が可能である。

以上のように、従来はＤＣＣ骨分抑制していない方式に
対してのみ、再生可能であったが、請求項第１項の構成
によりＤＣＴＩｉ、分を抑制していない方式に対しても
再生可能となり、各種方式による光磁気記録再生装置及
び光磁気ディスク等の間に互換性を付与することができ
る。

次に、請求項第２項の構成によれば、ＲＺ方式に対して
は読出アナログ信号の１階微分信号からピーク位置検出
を行うことができ、ＮＲＺＩ方式に対しては、２階微分
信号からエツジ検出を行うことができるので、ＲＺ方式
とＮＲＺＩ方式の回路の共通化が可能であり、互換性が
高く、小型化が容易な情報再生回路を提供することがで
きる。

更に、請求項第３項の構成によれば、読出アナログ信号
は少なくとも１同機分された後、再生レベル範囲を決定
する回路要素に入力されるので、記録消去時及び再生時
も過渡応答を軽減することが可能となり、常に再生可能
レベル範囲内で再生できるようになる。従って、再生エ
ラーを生じることなく、高速化、高密度化が可能な情報
再生回路を提供することができる。

以上のように、本発明は高速化、高密度化が可能である
と同時に、（全てのＲＺ、ＮＲＺ１方式に対して）互換
性のある情報再生回路を提供することができる。特に、
読出アナログ信号にＤＣＣ骨分含んでいる光記録再生装
置（光磁気記録再生装置等）に有効な情報再生回路を提
供できる。

〔実施例１〕 本発明の一実施例を第１図乃至第５図に基づいて説明す
れば、以下の通りである。

第１図は本実施例における情報再生回路の要部を示すブ
ロック図である。図示しない光磁気ディスク等の記録媒
体から光学ヘッド（図示せず）により読み出された読出
アナログ信号Ｂは、１階微分手段としての第１微分回路
１０１に送られ、ここで得られた１階微分信号Ｇが、２
階微分手段としての第２微分回路１０２及びピーク位置
検出回路１０３へ導かれる。又、第２微分回路１０２か
ら出力される２階微分信号Ｈはエツジ検出回路１０４へ
導かれる。エツジ検出回路１０４は２１’！微分信号Ｈ
を後述する第２の比較電圧と比較して第１のディジタル
データＣａ（ＮＲＺ１方式）を出力する一方、ピーク位
置検出回路１０３は１階微分信号Ｇを第１の比較電圧（
後述）と比較して、第２のディジタルデータＣｂ　（Ｒ
Ｚ方式）を出力するようになっている。

第２図は第１図の情報再生回路をより詳細に示す図であ
る。

第２図において、読出アナログ信号Ｂは第１微分回路１
０１を介してＶＣＡ　（電圧制御増幅器）２０１へ導か
れる。図に示すように、第１微分回路１０１が再生レベ
ル範囲を決定する回路要素であるＶＣＡ２０１の前段に
配置されているので、記録・消去から再生に移行する際
の過渡応答が軽減されるようになる。

ＶＣＡ２０１では、増幅度制御信号Ｉによって増幅度が
制御され、読出アナログ信号Ｂに対してＡＧＣ（自動利
得制御Ｉ）が行われる。その後、等花器及びＬＰＦ２０
２を介して、第２微分回路１０２とピーク位置検出回路
１０３と全波整流器２０３へ導かれる。第２微分回路１
０２の出力は、前述のようにエツジ検出回路１０４に導
かれる。

全波整流器２０３の出力は比較器２０４へ導かれて比較
電圧Ｖ　ｒａｔと比較され、比較器２０４の出力がコン
デンサ２１２と抵抗２１３とＶＣＡ２０１へ導かれる。

等花器及びＬＰＦ２０２を介して出力される１階微分信
号Ｇの振幅が、比較電圧Ｖ　Ｆｅａｔを超えると、コン
デンサ２１２への充ｔが行われ、一方、上記１階微分信
号Ｇの振幅が比較電圧Ｖ　Ｆａｔを超えなければ、コン
デンサ２１２からの放電が行われる。この充放電により
、上述のＡＧＣが行われる。

第２微分向路１０２から出力される２階微分信号Ｈハ、
エツジ検出回！１０４におけるコンデンサ２１４を介し
て抵抗２１５と比較器２ｏ５（請求項第１項における比
較手段及び請求項第２項における第２比較手段）の正転
入力端子へ導かれる。抵抗２１５の他端は電源Ｖｈ／２
へ接続される。比較器２０５の出力である第１のディジ
タル出力信号Ｊは双方向ワンショットマルチバイブレー
ク２０６（以下、双方向ワンショット２０６と呼ぶ）と
インバータ２０７へ導かれる。インバータ２０７の出力
は抵抗２１６を介して比較器２０５の反転入力端子と抵
抗２１７・２１８の一端側に導かれる。抵抗２１７の他
端は電源Ｖｈ／２に導かれる。又、抵抗２１８の他端は
後述する比較器２０８の出力に導かれる。なお、インバ
ータ２゜７及び比較器２０８等は請求項第１項の比較電
圧発生手段及び請求項第２項における第２比較電圧発生
手段を構成する。

双方向ワンショット２０６において、比較器２０５から
の第１のディジタル出力信号Ｊの立ち下がり及び立ち上
がり（双方向）に対してパルスが発生され、これが第１
のディジタルデータＣａとなる。

等花器及びＬＰＦ２０２から出力される１階微分信号Ｇ
は、ピーク位置検出回路１０３におけるコンデンサ２２
０を介して抵抗２２１と比較器２０８（請求項第２項の
第１比較手段）の正転入力端子へ導かれる。抵抗２２１
の他端は電源Ｖｈ／２へ接続される。比較器２０８の出
力はワンシゴットマルチバイプレーク２０９（以下、ワ
ンショット２０９と呼ぶ）と３ステートインバータ２１
０・２１１と抵抗２１８に接続される。３ステートイン
バータ２１０の出力はダイオード２２２、抵抗２２３を
介して比較器２０８の反転入力端子と抵抗２２４・２２
５の一端側に導かれる。抵抗２２４の他端は電源Ｖｈ／
２に接続される。又、抵抗２２５の他端は３ステートイ
ンバータ２１１の出力に導かれる。３ステートインバー
タ２１０・２１１等は請求項第２項における第１比較電
圧発生手段を構成する。

ワンショット２０９において、比較器２０Ｂからの第２
のディジタル出力信号に’　　（ＫがＮＲＺＴ方式、Ｋ
ｏがＲＺ方式に対応）の立ち下がりに対してパルスが発
生され、これが第２のディジタルデータｃｂとなる。な
お、３ステートインバータ２１０は制御信号りがハイレ
ベルの時オープン（出力がハイインピーダンス）になり
、一方、３ステートインバータ２１１は制御信号りがロ
ーレベルの時オープン（出力がハイインピーダンス）に
なる。

本実施例のエツジ検出回路１０４及びピーク位置検出回
路１０３は、従来の微分ゼロクロス検出回路に比べると
、比較電圧レベルが複数であり、これを切り替える点が
異なる。上記第１のディジタルデータＣａはＮＲＺＩ方
式におけるデータとなり、第２のディジタルデータｃｂ
はＲＺ方式におけるデータとなる。なお、電源Ｖｈ／２
から供給される電圧は、比較器２０５・２０８、インバ
ータ２０７．３ステートインバータ２１０・２１１のハ
イレベルの出力電圧ｖｈの１／２である。

第３図及び第４図は第２図の情報再生回路の各部におけ
る波形を示す図であり、そのうち第３図はＮＲＺＩ方式
（制御信号Ｌ：ハイレベル）に対する記録再生について
説明するためのもの、第４図はＲＺ方式（制御信号Ｌ：
ローレベル）に対する記録再生について説明する図であ
る。

まず、第３図において、記録時に記録ビット“１”　（
同図（ａ））が記録マーク３０１（同図（ロ））の前縁
又は後縁に対応するように記録され、再生によりこれを
読み出すと、読出アナログ信号Ｂ（同図（Ｃ））が得ら
れる。第２図に示す構成により、コンデンサ２２０を通
過した１階微分信号Ｇ’　　（第３図（ｄ）の実線）に
対して、複数の電圧レベルを有する比較電圧Ｎ（同図（
ｄ）の点＆りが発生され、ヒステリシス特性を有する第
２のディジタル出力信号Ｋ（同図（ｆ））が得られる。

ここで、ＮＲＺ１方式では、第２のディジタル出力信号
Ｋがローレヘルの期間は３ステートインバータ２１１及
び抵抗２２５を介して比較器２０８の反転入力端子にハ
イレベルの電圧ｖｈが供給される（上記反転入力端子に
は抵抗２２４を介して電圧Ｖｈ／２も供給される）ので
、比較電圧ＮはＶ、となる。一方、第２のディジタル出
力信号Ｋがハイレベルの期間は比較器２０８の反転入力
端子にローレベルの電圧が供給されるので、比較電圧Ｎ
はＶ−となる。なお、第２のディジタル出力信号には１
階微分信号Ｇ′と比較電圧Ｎが交差する点で反転する。

一方、コンデンサ２１４（第２図）を通過した２階微分
信号Ｈ’　　（第３図（ｅ）の実線）に対する比較電圧
Ｍ（同図（ｅ）の点ｆｌ）は、上記第２のディジタル出
力信号にと、比較器２０５の出力である第１のディジタ
ル出力信号Ｊとにより、複数の電圧レベルの間で切替え
が行われる。すなわち、第１のディジタル出力信号Ｊが
ハイレベルでかつ第２のディジタル出力信号Ｋがローレ
ベルの期間では比較電圧Ｍは■−となり、第１のディジ
タル出力信号Ｊがローレベルでかつ第２のディジタル出
力信号Ｋがハイレベルの期間では比較電圧ＭはＶ。

となり、更に、第１及び第２のディジタル出力信号Ｊ−
Ｋがともにハイレベル又はともにローレベルの期間では
比較電圧ＭはＶｈ／２となる。そして、Ｖｈ／２となっ
た比較電圧Ｍが２階微分信号Ｈ゛と交差する点で第１の
ディジタル出力信号Ｊは反転する。

換言すれば、上記第１のディジタル出力信号Ｊ（第３図
（ｇ））は、ちょうど２階微分信号Ｈ゛が反転する点で
反転し、しかもこれは記録マーク３０１の前縁又は後縁
に対応している。従って、双方向ワンショット２０６の
出力であるディジタルデータＣａ（第３図（ｈ））によ
り得られる再生ビット（同図（ｉ））は、記録ビット（
同図（ａ））を忠実に再生したデータとなる。なお、比
較電圧Ｍは請求項第１項における比較電圧及び請求項第
２項における第２の比較電圧に相当する。

以上を要約すると、本情報再生回路の特徴は、■一般の
微分ゼロクロス検出回路で発生するゼロクロスノイズは
発生しない。

■しかも忠実にゼロクロス点を検出できる（第２１［１
に示した従来のヒステリシスコンパレータ２１０４では
、遅れが生しるため、忠実にゼロクロス点を検出できな
い）。

■１１階微信号Ｇ′及び２階微分信号Ｈ゛から検出する
ので、読出アナログ信号Ｂ０）ＤＣｔ７．分に影響され
ない等である。

次に、第４図において、記録ビット“”１”（同図（ａ
））が記録マーク４０１（同図０）））の中心に対応す
るように記録し、これを読み出して読出アナログ信号Ｂ
（同図（Ｃ））を得るＲＺ方式による記録再生につき説
明する。

第２図に示す構成により、コンデンサ２２０を通過した
１階微分信号Ｇ′　（第４図（ｄ）の実線）に対して比
較電圧Ｎ’　　（同図（２）の点、４！：ＮはＮＲＺ１
方式、ＮｏはＲＺ方式の比較電圧）が発生され、ヒステ
リシス性を伴った第２のディジタル出力信号に’　　（
同図（ｅ））が得られる。なお、比較電圧Ｎ゛は、請求
項第２項における第１の比較電圧に相当する。

ここで、ＲＺ方式による記録・再生時には、第２のディ
ジタル出力信号に′がローレベルの区間では、３ステー
トインバータ２１０、ダイオード２２２及び抵抗２２３
を介して比較器２０８の反転入力端子にハイレベルの出
力電圧ｖｈが供給される（同反転入力端子には電源Ｖｈ
／２からの電圧も供給される）ため比較電圧Ｎ°はＶ。

となり一方、第２のディジタル出力信号に゛がハイレベ
ルの区間では、３ステートインバータ２１０で反転され
たローレベルの出力電圧がダイオード２２２で遮断され
るため比較電圧Ｎ°はＶｈ／２となる。そして、１階微
分信号Ｇ”と比較電圧Ｎ。

が交差する点で第２のディジタル出力信号に″が反転す
る。

これにより、第２のディジタル出力信号に′は、ちょう
ど１階微分信号Ｇ′が立ち下がる点で立ち下がり、しか
もこれは記録マーク４０１の中心に対応している。従っ
て、ワンショット２０９の出力である第２のディジタル
データｃｂ（第４図（ｆ））から得られる再生ビット（
同図（ね）は記録ビット（同図（ａ））を忠実に再生し
たデータとなる。

又、上述したように、第１微分回路１０１　（第２図）
と比較器２０８等は、第１のディジタルデータＣａを得
るために使用していると同時に、第２のディジタルデー
タｃｂを得るためにも使用しており、これにより、情報
再生回路の簡略化が可能になる。

なお、第２図中の等花器２０２の役割は、■第３図及び
第４図に示す第１のディジタルデータＣａ及び第２のデ
ィジタルデータｃｂが波形干渉等によってシフトしたり
ばらついたりしないようにすること、■１１階微信号Ｇ
゛が確実に比較電圧Ｎ又はＮｏを超えるようにすること
である。なお１階微分信号Ｇ′が確実に比較電圧Ｎ又は
Ｎ。

を超えるようにするために、ＶＣＡ２０１による自動利
得制御は１階微分信号Ｇに対して行われる。

第５図（ａ）に示すよう番こ、読出アナログ信号Ｂは記
録・消去時に再生時よりレベルが高くなるが、第１微分
回路１０１で微分することにより１階微分信号ＣＧ（同
図（ｂ））には過渡応答が伴わなくなる。従って、記録
・消去直後にもＶＣＡ２０１の人力レンジを超えること
はないので、再生レベル範囲内においてデータの再生が
行え、高速化、高密度化が可能となる。

なお、この例では再生レベル範囲をＶＣＡ２０１の入力
レンジが決定しているので、ＶＣＡ２０１の前段に第１
微分回路１０１を配置している。

これ以外に、例えば、等花器、ＬＰＦ、第２微分回路１
０２等が再生レベル範囲を決定するのであれば、それら
より前段に第１微分回路１０１を配置すれば良い。

〔実施例２〕 次に、本発明の第２実施例について第６図を用いて説明
する。なお、第１実施例と重複する部位については同一
の参照番号を付して説明を簡略化する。

第１微分回路１０１から出力された１階微分信号Ｇは第
２微分回路１０２と金波整流器２０３とコンデンサ２２
０ａ・２２０ｂに導かれる。

一方、第２微分回路１０２から出力された２階微分信号
Ｈはコンデンサ２１４を介して抵抗２１５と比較器２０
５の正転入力端子へ導かれる。抵抗２１５の他端は電源
ｖｈ／２へ接続される。比較器２０５の出力は双方向ワ
ンショット２０６と３ステートインバータ６０１と排他
的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ回路）６０２の一方の入力端
子に導かれる。

３ステートインバータ６０１の出力は抵抗２１６を介し
て比較器２０５の反転入力端子と抵抗２１７の一端に導
かれる。抵抗２１７の他端は電源Ｖｈ／２に接続される
。

双方向ワンショット２０６において、比較器２０５から
の第１のディジタル出力信号Ｊの立ち上がり及び立ち下
がり（双方向）に対してパルスが発生され、これがＮＲ
ＺＩ方式による第１のディジタルデータＣａとなる。

１階微分信号Ｇはコンデンサ２２０ａを介して抵抗２２
１ａと比較器２０８ａの正転入力端子に導かれる。抵抗
２２１ａの他端は電源Ｖｈ／２へ接続される。比較器２
０８ａからの第２のディジタル出力信号にはＥＸ−ＯＲ
回路６０２の他方の入力端子とインバータ２１１′へ導
かれる。

インバータ２１１“の出力は抵抗２２５を介して比較器
２０８ａの反転入力端子と抵抗２２４ａの一端に導かれ
る。抵抗２２４ａの他端は電源Ｖｈ／２に接続される。

これにより、第１実施例と同様に、エツジ検出回路１０
４及びピーク位置検出回路１０３において、比較電圧Ｍ
、Ｎがそれぞれ複数レベルの間で切り替えられることに
なる。

１階微分信号Ｇはコンデンサ２２０ｂを介して抵抗２２
１ｂと比較器２０８ｂの正転入力端子へ導かれる。抵抗
２２１ｂの他端は電源Ｖｈ／２へ接続される。比較器２
０８ｂからの第２のディジタル出力信号に゛はワンショ
ット２０９とインバータ２１０°へ導かれる。インバー
タ２１０′の出力はダイオード２２２と抵抗２２３を介
して比較器２０８ｂの反転入力端子と抵抗２２４ｂの一
端に導かれる。抵抗２２４ｂの他端は電源Ｖｈ／２に接
続される。ワンショット２０９の出力信号はＲＺ方式に
よる第２のディジタルデータｃｂとなる。なお、第６図
の情報再生回路の各部の波形は、第１実施例と同様に第
３図及び第４図の如くになる。

すなわち、ＥＸ−ＯＲ回路６０２の出力は、第１のディ
ジタル出力信号Ｊ（第３図（ｇ））と第２のディジタル
出力信号Ｋ（同図（ｆ））のいずれか一方のみがハイレ
ベルの時にハイレベルとなるので、３ステートインバー
タ６０１は第１及び第２のディジタル出力信号Ｊ−にの
いずれか一方のみがハイレベルの時、第１のディジタル
出力信号Ｊを反転して出力する。この時、比較電圧Ｍ（
第３図（ｅ）の点線）は、第１実施例と同様に第１のデ
ィジタル出力信号Ｊに応じてＶ、とＶ−のいずれかの値
を取り、又、３ステートインバータ６０１が遮断されて
いる時に比較電圧ＭはＶｈ／２となる。

一方、ピーク位置検出回路１０３は、ＮＲＺＩ方式用の
比較器２０８ａとＲＺ方式用の比較器２０８ｂを個別に
設けたもので、実質的な動作は第１実施例と同様である
。

この第２実施例が第１実施例と異なる点は、第１のディ
ジタルデータＣａと第２のディジタルデータｃｂを同時
に得ることができるので、光磁気ディスク上にＮＲＺＩ
、ＲＺの両方式によって同時にデータの記録・再生が行
える点である。なお、第１実施例と同様に、第１微分回
路１０１をＶＣＡ２０１の前段に配置しても良い。

〔実施例３〕 本発明の第３実施例について、第７図を用いて説明する
。

第７図は第１のディジタルデータＣａを得る部位のみを
示す図であり、第１及び第２実施例と重複する部位につ
いては説明を省略する。

第７図において、２１＠微分信号Ｈはコンデンサ２１４
を介して抵抗２１５と比較器２０５の正転入力端子へ導
かれる。抵抗２１５の他端は電源Ｖｈ／２へ接続される
。比較器２０５の出力は双方向ワンシタット２０６とデ
コーダ７０１へ接続される。デコーダ７０１は、比較器
２０５からの第１のディジタル出力信号Ｊと比較器２０
日（第７図には図示せず）からの第２のディジタル出力
信号にのハイレベル又はローレベルの組合わせに基づき
、以下の第２表に従って、アナログスイッチ７０２を切
り替えるよう番こなっている。

アナログスイッチ７０２の３つの人力は、電源Ｖｈとｏ
　〔Ｖ）を４つの抵抗７０３〜７０６で分圧した電圧Ｖ
、　、Ｖｈ／２、■−がそれぞれ入力される。アナログ
スイッチ７０２の出力は比較器２０５の反転入力端子に
導かれる。このようにして、第３実施例では、比較電圧
Ｍがデコーダ７０１により複数レベルに切り替えられる
。

〔実施例４〕 本発明の第４実施例について、第８図〜第１０図を用い
て説明する。

第８図において、読出アナログ信号ＢはＶＣＡ２０１、
等花器及びＬＰＦ２０２を介して第１微分回路１０１と
全波整流器２０３とクランプ回路８０１とに導かれる。

第１微分回路１０１から出力される１階微分信号Ｇは、
更に第２微分回路１０２で微分され、２階微分信号Ｈが
コンデンサ２１４を介して抵抗２１５と比較器２０５の
正転入力端子へ導かれる。抵抗２１５の他端は電源ｖｈ
／２に接続される。

比較器２０５の出力は双方向ワンショット２０・６とイ
ンバータ２０７へ導かれる。インバータ２０７の出力は
抵抗２１６を介して比較器２０５の反転入力端子と抵抗
２１７．２１８の各一端に導かれる。抵抗２１７の他端
は電源Ｖｈ／２に接続される。抵抗２１８の他端は論理
回路８０４の出力へ導かれる。双方向ワンショット２０
６において、比較器２０５からの第１のディジタル出力
信号Ｊの立ち下がり及び立ち上がり（双方向）に対して
パルスが発生され、これがＮＲＺＩ方式による第１のデ
ィジタルデータＣａとなる。

クランプ回路８０１から出力される再生信号０は、２つ
の比較器８０２と８０３の各正転入力端子へ導かれる。

比較器８０２の反転入力端子には比較電圧ｖＪが入力さ
れる一方、比較器８０３の反転入力端子には比較電圧■
−が入力される。各比較器８０２・８０３の出力信号Ｐ
−Ｑは論理回路８０４に入力される。

論理回路８０４から出力される第２のディジタル出力信
号には、比較器８０２の出力信号Ｐの立ち下がりエツジ
によりローレベルになり、比較器８０３の出力信号Ｑの
立ち上がりエツジによりハイレベルになるように構成さ
れている。これにより、第１実施例と同様にエツジ検出
回路１０４及びピーク位置検出回路１０３において、比
較電圧がそれぞれ複数レベルの間で切り替えられること
になる。

第９図にクランプ回路８０１の一例を示す。等花器及び
ＬＰＦ２０２からの再生信号りはコンデンサ９０１を介
してダイオード９０２のカソードと抵抗９０３の一端に
導かれ、ダイオード９０２のアノードと抵抗９０３の他
端は接地されている。

第１０図は第８図の情報再生回路の各部の波形を示す図
である。

第１０図（ａ）に示すような記録ビットに対して、ＮＲ
ＺＩ方式により同図（ｂ）のような記録マーク１００１
が記録され、これを再生すると、クランプ回路８０１か
らは同図（Ｃ）に示すような再生信号○が出力される。

これに対して、比較器８０２では比較電圧■３、比較器
８０３では比較電圧Ｖ−が与えられるので、結局、第１
実施例と同様の第２のディジタル出力信号Ｋ（第１０図
（ｅ））が得られる。第１のディジタル出力信号Ｊ（同
図（ｆ））はコンデンサ２１４を通過した２階微分信号
Ｈ’　　（同図（ｄ））及び比較電圧Ｍに基づいて発生
されるが、この比較電圧Ｍは第１及び第２のディジタル
出力信号Ｊ−Ｋに基づいて、■。、Ｖｈ／２、■−の間
で切り替えられる。

そして、第１実施例と同様に、第１のディジタル出力信
号Ｊの立ち上がり及び立ち下がりに応じて第１のディジ
タルデータＣａ（第１０図（ｇ））が発生され、この第
１のディジタルデータＣａに基づいて再生ビット（同図
（ｈ））が得られる。

なお、第１〜第３実施例では、比較電圧Ｍを１階微分信
号Ｇ”を基準に切り替えているのに対し、この第４実施
例では再生信号Ｏを基準に切り替えている点が異なる。

〔実施例５〕 本発明の第５実施例について、第１１図〜第１３図を用
いて説明する。なお、第１〜第４実施例と重複する部位
については説明を省略する。

第１１図は情報再生回路において、１階微分信号Ｇ゛か
ら第２のディジタル出力信号Ｋを得る部分のみを示して
いる。１階微分信号Ｇ′は比較器１１０１の正転入力端
子と比較器１１０２の反転入力端子へ導かれる。比較器
１１０１の反転入力端子には比較電圧■、が入力され、
比較器１１０２の正転入力端子には比較電圧Ｖ−が入力
される。比較器１１０１のディジタルの出力信号Ｒはフ
リップフロップ１１０３のＳＥＴ端子に、比較器１１０
２のディジタルの出力信号はフリップフロップ１１０３
のＲＥＳＥＴ端子へ導かれる。これにより、フリップフ
ロップ１１０３からの第２のディジタル出力信号には第
１実施例における比較器２０８（第２図）からの第２の
ディジタル出力信号にと同等となる。

第１３図は第５実施例の情報再生回路の各部の波形を示
す図である。同図（ａ）に示すような記録ビットに対し
てＮＲＺ１方式により同図ｒｂ＞のような記録マーク１
３０１が記録され、これが再生されて同図（Ｃ）に示す
ような読出アナログ信号Ｂが得られる。

この読出アナログ信号Ｂを微分してコンデンサを通過さ
せた１階微分信号Ｇ゛　（同図（ｄ））に対して比較器
１１０１において比較電圧■。でスライスすると、出力
信号Ｒ（同図（ｅ））が得られ、比較器１１０２におい
て比較電圧Ｖ−でスライスすることにより出力信号Ｓ（
同図（ｆ））が得られる。これらの出力信号Ｒ及びＳに
基づいてフリップフロップ１１０３で第２のディジタル
出力信号Ｋ（同図（濁）が得られるが、この第２のディ
ジタル出力信号には第１実施例と同様になる。

ここで、本第５実施例を第７図に示す第３実施例と組み
合わせて使用する場合の接続関係を第１２図に示す。

すなわち、比較器１１０１及び１１０２の各出力信号Ｒ
−３がオアゲー）１２０１に入力され、オアゲー）１２
０１の出力信号Ｔ（第１３図（ロ）参照）とフリップフ
ロップ１１０３からの第２のディジタル出力信号Ｋがデ
コーダ７０１に導かれる。デコーダ７０１では、以下の
第３表に従って、第７図のアナログスイッチ７０２を切
り替える。

それにより、比較器２０５の反転入力端子に入力される
比較電圧Ｍは第１３図（ｉ）のように切り替わり、第１
実施例と同様の比較電圧Ｍが得られる。

第３表 〔実施例６〕 本発明の第６実施例について、第１４図及び第１５図を
用いて説明する。なお、第１〜第５実施例と重複する部
位については説明を省略する。

第６実施例は、第７図のデコーダ７０１によるアナログ
スイッチ７０２の切替方法に関するものである。第１４
図において、コンデンサ（図示せず）を通過した２階微
分信号Ｈ′は比較器１４０１の正転入力端子と比較器１
４０２の反転入力端子へ導かれる。比較器１４０１の反
転入力端子には比較電圧Ｖ、が、比較器１４０２の正転
入力端子には比較電圧■−が人力される。

比較器１４０１の出力信号Ｕはオアゲート１４０４の一
方の入力端子とフリップフロップ１４０３のＳＥＴ端子
に導かれるとともに、比較器１４０２の出力信号Ｖはオ
アゲート１４０４の他方の入力端子とフリップフロップ
１４０３のＲＥＳＥＴ端子に導かれる。

第４表 オアゲート１４０４の出力信号ＸはＤフリップフロップ
１４０５のＧＫ端子（クロック入力端子）に導かれると
ともに、出力信号Ｘを反転させた信号が比較器１４０６
のＣＫ端子に導かれる。フリップフロップ１４０３の出
力信号ＷはＤフリップフロップ１４０５と１４０６のＤ
端子（データ入力端子）へ導かれる。そして、Ｄフリッ
プフロップ１４０５と１４０６の各出力信号Ｙ−Ｚに基
づき、デコーダ７０１では第４表に従って、アナログス
イッチ７０２を切り替える。

第１５図は第１４図の情報再生回路の各部における波形
を示す図である。ここでも、同図（ａ）のような記録ビ
ットに対して、同図（ロ）に示すようにＮＲＺＩ方式で
記録マーク１５０１を記録し、これを再生して同図（Ｃ
）のような読出アナログ信号Ｂを得る場合を示している
。

２階微分信号Ｈ’　　（同図（ｄ））に対して、比較器
１４０１において比較電圧Ｖ、でスライスすると、出力
信号Ｕ（同図（ｅ））が得られ、比較器１４０２におい
て比較電圧Ｖ−でスライスすると、出力信号Ｖ（同図（
ｆ））が得られる。比較器１４０１と１４０２の出力信
号Ｕ−Ｖに基づいて同図（鎖の如くにオアゲート１４０
４の出力信号Ｘが得られるとともに、同図（ロ）に示す
ようなフリップフロップ１４０３の出力信号Ｗが得られ
る。従って、Ｄフリップフロップ１４０５と１４０６の
出力信号Ｙ・２はそれぞれ同図（ｉ）及び０）に示すよ
うになる。

これら出力信号Ｙ−Ｚに基づいて、上述のように、比較
電圧Ｍが複数レベルに切り替えられる。第６実施例の特
徴は、２階微分信号Ｈ゛そのものを基準に比較電圧Ｍを
切り替える点である。つまり１階微分信号Ｇ゛を使用せ
ず、２階微分信号Ｈ゛のみでエツジ検出を行うことが可
能である。

なお、上記した第１〜第６実施例で示した回路構成要素
を適宜組み合わせて情報再生回路を構成するともできる
。又、比較電圧Ｍ及びＮ、Ｎ’に対してフィルタを通過
させ、滑らかにする専の処理を行っても良い。

又、比較電圧Ｍ及びＮ、Ｎ“は２レヘル又は３レベルの
間で切り替える場合を示したが、これに限らず、４レベ
ル以上の間で切り替えたり、又はアナログ的に比較電圧
Ｍ及びＮ、Ｎ”を変化させても良い（例えば、Ｄ／Ａ変
換器の出力から比較電圧Ｍを発生させ、ディジタル信号
処理でＤ／Ａ変換器を制御する等）。すなわち、読出ア
ナログ信号Ｂの前縁及び後縁又はピーク点において正確
にゼロクロスすることができ、しかもそれ以外の点での
ゼロクロスノイズが発生しないように比較電圧Ｍ及びＮ
、Ｎ”を変化させれば良い。又、上述したように、１階
微分信号Ｇ′に限らず、２階微分信号Ｈ′又はアナログ
の再生信号Ｏ等を基準に比較電圧Ｍ及びＮ、Ｎ’を切り
替えて壱良い。

又、上記実施例では、光記録再生装置（光磁気ディスク
記録再生装置等）において特に優れた効果を奏すること
を説明したが、勿論、それ以外の磁気記録再生装置等に
おいても本発明の適用が可能である。

〔発明の効果〕

本明細書の特許請求の範囲における請求項第１項に係る
情報再生回路は、以上のように、読出アナログ信号から
２階微分信号を発生させる２階微分手段と、上記２階微
分信号と複数レベルの間で切り替えられる比較電圧とを
比較して上記ディジタルデータを発生させる比較手段と
、上記複数レベルの間で切り替えられる比較電圧を発生
させる比較電圧発生手段とを具備している槽底である。

これにより、読出アナログ信号の２階微分信号から元の
ディジタルデータを得るようにしたので、読出アナログ
信号のＤＣｔｃ分をキャンセルすることができる。特に
、ＤＣｌｆｉ、分を抑制していない方式（例えば、２．
７ＮＲＺＩ方式）に対して、再生エラーの生しない情報
再生回路を提供することができる。すなわち、例えば、
８／ｌ０ＮＲＺ１方式に比して高密度化が容易な２．７
ＮＲＺ１方式を用いて記録・再生を行うことができるの
で、記録密度の高い情報記録再生装置を槽底できる。な
お、ＤＣＣ骨分抑制している方式（例えば、８／１０Ｎ
ＲＺ　Ｉ方式）に対しても当然再生が可能である。

以上のように、従来はＤＣ成分を抑制していない方式に
対してのみ、再生可能であったが、請求項第１項の槽底
によりＤＣＩＩｉ、分を抑制していない方式に対しても
再生可能となり、各種方式による光磁気記録再生装置及
び光磁気ディスク等の間に互換性を付与することができ
る。

又、請求項第２項に係る情報再生回路は、読出アナログ
信号から１階微分信号を発生させる１階微分手段と、上
記１階微分信号と複数レベルの間で切り替えられる第１
の比較電圧とを比較して上記ディジタルデータを発生さ
せる第１比較手段と、上記複数レベルの間で切り替えら
れる第１の比較電圧を発生させる第１比較電圧発生手段
とを具備し、上記読出アナログ信号のピーク位置を検出
して上記ディジタルデータに変換するピーク位置検出回
路と、上記読出アナログ信号又は上記１階微分信号から
読出アナログ信号の２階微分信号を発生させる２階微分
手段と、上記２階微分信号と複数レベルの間で切り替え
られる第２の比較電圧とを比較して上記ディジタルデー
タを発生させる第２比較手段と、上記複数レベルの間で
切り替えられる第２の比較電圧を発生させる第２比較電
圧発生手段とを具備し、上記読出アナログ信号の前縁及
び後縁を検出して上記ディジタルデータに変換するエツ
ジ検出回路とを備えている槽底である。

これにより、ＲＺ方式に対しては読出アナログ信号の１
階微分信号からピーク位置検出を行うことができ、ＮＲ
Ｚ１方式に対しては、２階微分信号からエツジ検出を行
うことができるので、ＲＺ方式とＮＲＺ１方式の回路の
共通化が可能であり、互換性が高く、小型化が容易な情
報再生回路を提供することができる。

更に、請求項第３項に係る情報再生回路は、情報記録媒
体から読み出された読出アナログ信号を元のディジタル
データに変換する情報再生回路において、上記読出アナ
ログ信号から１階微分信号又は２階微分信号を発生さセ
るｌ又は複数の微分手段と、上記１階微分信号又は２階
微分信号と比較電圧とを比較して上記ディジタルデータ
を発生させる比較手段と、上記比較電圧を発生させる比
較電圧発生手段とを備え、かつ、少なくとも１つの微分
手段が再生レベル範囲を決定する回路要素より前段に配
置されている構成である。

これにより、読出アナログ信号は少なくとも１同機分さ
れた後、再生レベル範囲を決定する回路要素に人力され
るので、記録消去時及び再生時も過渡応答を軽減するこ
とが可能となり、常に再生可能レベル範囲内で再生でき
るようになり、その結果、再生エラーを生じることなく
、高速化、高密度化が可能な情報再生回路を提供するこ
とができるようになる。

以上のように、本発明は高速化、高密度化が可能である
と同時に、（全てのＲＺ、ＮＲＺ１方式に対して）互換
性のある情報再生回路を提供することができる。特に、
読出アナログ信号にＤＣＣ骨分含んでいる光記録再生装
置（光磁気記録再生装置等）に有効な情報再生回路を提
供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第５図は本発明の一実施例を示すものである
。 第１図は情報再生回路の概略構成を示すプロ・ンク図で
ある。 第２図は情報再生回路を詳細に示す回路図である。 第３図はＮＲＺＩ方式による記録再生原理を示す説明図
である。 第４図はＲＺ方式による記録再生原理を示す説明図であ
る。 第５図（ａ）は読出アナログ信号の波形の概略を示す説
明図である。 同図（ｂ）は１階微分信号の波形の概略を示す説明図で
ある。 第６図は本発明の第２実施例による情報再生回路の回路
図である。 第７図は本発明の第３実施例による情報再生回路の一部
を示す回路図である。 第８図乃至第１０図は本発明の第４実施例を示すもので
ある。 第８図は情報再生回路を示す回路図である。 第９図はクランプ回路の一例を示す回路図である。 第１０図はＮＲＺＩ方式による記録再生原理を示す説明
図である。 第１１図乃至第１３図は本発明の第５実施例を示すもの
である。 第１１図は情報再生回路の一部を示す回路図である。 第１２図は第１１図の回路を第７図の回路と組み合わせ
て使用する状態を示す回路図である。 第１３図はＮＲＺＩ方式による記録再生原理を示す説明
図である。 第１４図及び第１５図は本発明の第６実施例を示すもの
である。 第１４図は情報再生回路の一部を示す回路図である。 第１５図はＮＲＺＩ方式による記録再生原理を示す説明
図である。 第１６図乃至第２６図は従来例を示すものである。 第１６図は光磁気記録再生装置の概略構成図である。 第１７図はＮＲＺＩ方式による記録再生原理を示す説明
図である。 第１８図はＮＲＺＩ方式による情報再生回路を示す回路
図である。 ・第１９図は第１８図の装置による記録再生原理を示す
説明図である。 第２０図はＲＺ方式による記録再生原理を示す説明図で
ある。 第２１図はＲＺ方式による情報再生回路を示す回路図で
ある。 第２２図は第２１図の装置による記録再生原理を示す説
明図である。 第２３図（ａ）は８／１０ＮＲＺ　１方式によル再生信
号波形を示す説明図である。 同図（ｂ）は２．７ＮＲＺＩ方式による再生信号波形を
示す説明図である。 第２４図は８／１０ＮＲＺ　Ｉ方式による記録再生原理
を示す説明図である。 第２５図は２．７ＮＲＺＩ方式による記録再生原理を示
す説明図である。 第２６図（ａ）は読出アナログ信号の波形の概略を示す
説明図である。 同図（ｂ）はコンデンサの出力信号の波形の概略を示す
説明図である。 １０１は第１微分回路（１階微分手段）、１０２は第２
微分回路（２階微分手段）、１０３はピーク位置検出回
路、１０４はエツジ検出回路、２０５は比較器（請求項
第１項の比較手段兼同第２項の第２比較手段）、２０７
はインバータ（請求項第１項の比較電圧発生手段兼同第
２項の第２の比較電圧発生手段）、２０８は比較器（請
求項第２項の第１比較手段）、２１０・２１１は３ステ
ートインバータ（請求項第２項の第１比較電圧発生手段
）である。 第１４ 図 ０１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、情報記録媒体から読み出された読出アナログ信号の
   前縁及び後縁を検出して元のディジタルデータに変換す
   る情報再生回路において、 上記読出アナログ信号から２階微分信号を発生させる２
   階微分手段と、上記２階微分信号と複数レベルの間で切
   り替えられる比較電圧とを比較して上記ディジタルデー
   タを発生させる比較手段と、上記複数レベルの間で切り
   替えられる比較電圧を発生させる比較電圧発生手段とを
   具備していることを特徴とする情報再生回路。 ２、情報記録媒体から読み出された読出アナログ信号を
   元のディジタルデータに変換する情報再生回路において
   、 上記読出アナログ信号から１階微分信号を発生させる１
   階微分手段と、上記１階微分信号と複数レベルの間で切
   り替えられる第１の比較電圧とを比較して上記ディジタ
   ルデータを発生させる第１比較手段と、上記複数レベル
   の間で切り替えられる第１の比較電圧を発生させる第１
   比較電圧発生手段とを具備し、上記読出アナログ信号の
   ピーク位置を検出して上記ディジタルデータに変換する
   ピーク位置検出回路と、 上記読出アナログ信号又は上記１階微分信号から読出ア
   ナログ信号の２階微分信号を発生させる２階微分手段と
   、上記２階微分信号と複数レベルの間で切り替えられる
   第２の比較電圧とを比較して上記ディジタルデータを発
   生させる第２比較手段と、上記複数レベルの間で切り替
   えられる第２の比較電圧を発生させる第２比較電圧発生
   手段とを具備し、上記読出アナログ信号の前縁及び後縁
   を検出して上記ディジタルデータに変換するエッジ検出
   回路とを備えていることを特徴とする情報再生回路。 ３、情報記録媒体から読み出された読出アナログ信号を
   元のディジタルデータに変換する情報再生回路において
   、 上記読出アナログ信号から１階微分信号又は２階微分信
   号を発生させる１又は複数の微分手段と、上記１階微分
   信号又は２階微分信号と比較電圧とを比較して上記ディ
   ジタルデータを発生させる比較手段と、上記比較電圧を
   発生させる比較電圧発生手段とを備え、かつ、少なくと
   も１つの微分手段が再生レベル範囲を決定する回路要素
   より前段に配置されていることを特徴とする情報再生回
   路。