JPH0334317B2 - - Google Patents
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- JPH0334317B2 JPH0334317B2 JP58209128A JP20912883A JPH0334317B2 JP H0334317 B2 JPH0334317 B2 JP H0334317B2 JP 58209128 A JP58209128 A JP 58209128A JP 20912883 A JP20912883 A JP 20912883A JP H0334317 B2 JPH0334317 B2 JP H0334317B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- motor
- angle
- synchronous motor
- voltage
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
本発明は、直流を交流に変換するインバータと
該インバータからの交流出力により駆動される同
期電動機とその回転周波数と前記インバータの出
力周波数が一致するように該インバータの位相制
御を行なうインバータ制御手段とから成る無整流
子電動機に関するものであり、更に詳しくは、前
記インバータ制御手段におけるインバータの位相
制御に関するものである。
該インバータからの交流出力により駆動される同
期電動機とその回転周波数と前記インバータの出
力周波数が一致するように該インバータの位相制
御を行なうインバータ制御手段とから成る無整流
子電動機に関するものであり、更に詳しくは、前
記インバータ制御手段におけるインバータの位相
制御に関するものである。
第１図は無整流子電動機の一般的な構成を示す
ブロツク図である。同図において、１は直流電
源、２はインバータ、３は同期電動機、４はイン
バータ制御手段、である。
ブロツク図である。同図において、１は直流電
源、２はインバータ、３は同期電動機、４はイン
バータ制御手段、である。
すなわち、インバータ２は、直流電源１から供
給される直流を交流に変換して同期電動機３を駆
動する。インバータ制御手段４は、普通は同期電
動機３の回転子の位置を検出し、それによりイン
バータ２２を構成するサイリスタ等の点弧用のゲ
ート信号を作成、出力するもので、このようにし
てインバータ２の出力周波数と同期電動機３の回
転周波数とが一致し同期するようになつている。
給される直流を交流に変換して同期電動機３を駆
動する。インバータ制御手段４は、普通は同期電
動機３の回転子の位置を検出し、それによりイン
バータ２２を構成するサイリスタ等の点弧用のゲ
ート信号を作成、出力するもので、このようにし
てインバータ２の出力周波数と同期電動機３の回
転周波数とが一致し同期するようになつている。
従つて無整流子電動機は、直流機のブラシおよ
び整流子による機械的整流機構を回転子の位置検
出器とサイリスタに置き換えたものに相当し、直
流電動機の制御性の良さと同期電動機の保守の容
易さという各長所を兼ね備えたものとして各種用
途に使用されている。
び整流子による機械的整流機構を回転子の位置検
出器とサイリスタに置き換えたものに相当し、直
流電動機の制御性の良さと同期電動機の保守の容
易さという各長所を兼ね備えたものとして各種用
途に使用されている。
第２図は無整流子電動機の具体例を示す回路図
である。同図において、第１図における要素と対
応した要素には同じ符号を付してある。
である。同図において、第１図における要素と対
応した要素には同じ符号を付してある。
第２図において、直流電源１は、普弾は図示せ
ざる３相交流電源を整流する整流器から成る直流
電源装置Ｅと平滑用リアクトルLiから成つてい
る。インバータ２は直流電源１から直流中間電流
Idおよび直流中間電圧Edを入力されて３相交流
を作成し、これにより同期電動機３を駆動する。
インバータ制御手段４の機能は先に述べた通りで
ある。EMは電動機３の線間誘起電圧である。
ざる３相交流電源を整流する整流器から成る直流
電源装置Ｅと平滑用リアクトルLiから成つてい
る。インバータ２は直流電源１から直流中間電流
Idおよび直流中間電圧Edを入力されて３相交流
を作成し、これにより同期電動機３を駆動する。
インバータ制御手段４の機能は先に述べた通りで
ある。EMは電動機３の線間誘起電圧である。
第３図は第２図に示した如き無整流子電動機
（直接的には同期電動機３）の電圧、電流波形を
示す波形図である。
（直接的には同期電動機３）の電圧、電流波形を
示す波形図である。
すなわち第３図ａにおいて、一点鎖線で示した
波形○イは無負荷誘起電圧を示し、点線の波形○ロは
負荷時の誘起電圧を示し、実線の○ハは端子電圧を
示している。何れも、三相をａ、ｂ、ｃ相とする
と、ａ相とｂ相の間の線間電圧である。無負荷時
の誘起電圧○イと負荷時の誘起電圧○ロは正弦波を形
成しているが、端子電圧○ハは、インバータ２にお
けるサイリスタ間の転流に伴つて電圧陥没を発生
ていることが認められるであろう。
波形○イは無負荷誘起電圧を示し、点線の波形○ロは
負荷時の誘起電圧を示し、実線の○ハは端子電圧を
示している。何れも、三相をａ、ｂ、ｃ相とする
と、ａ相とｂ相の間の線間電圧である。無負荷時
の誘起電圧○イと負荷時の誘起電圧○ロは正弦波を形
成しているが、端子電圧○ハは、インバータ２にお
けるサイリスタ間の転流に伴つて電圧陥没を発生
ていることが認められるであろう。
第３図ｂはａ相の電流波形を示している。
さて、第３図ａにおいて、無負荷誘起電圧○イの
零クロス点をK1とすると、K1に対するサイリス
タの点弧位相角β0が設定制御進み角と呼ばれ、ま
た負荷時誘起電圧○ロの零クロス点をK2とすると、
K2に対するサイリスタの点弧位相角βが実効制
御進み角と呼ばれるものである。またγは転流余
裕角、ｕは重なり角と呼ばれるものである。
零クロス点をK1とすると、K1に対するサイリス
タの点弧位相角β0が設定制御進み角と呼ばれ、ま
た負荷時誘起電圧○ロの零クロス点をK2とすると、
K2に対するサイリスタの点弧位相角βが実効制
御進み角と呼ばれるものである。またγは転流余
裕角、ｕは重なり角と呼ばれるものである。
すなわち、第２図に示した如き直流自然転流形
無整流子電動機では、電機子反作用の影響を重な
り角ｕの影響とによつて、負荷電流の増大と共に
実効制御進み角βが減少し、ついには転流に必要
な電圧が得られなくなつて運転不能になる。転流
を完了させるためには、転流が終了するまで転流
電圧が加えられている必要があり、この条件は
（β−ｕ）＞０である。この（β−ｕ）＝γが転流
余裕角であり、β＝ｕとなつた状態が転流限界と
云われる。
無整流子電動機では、電機子反作用の影響を重な
り角ｕの影響とによつて、負荷電流の増大と共に
実効制御進み角βが減少し、ついには転流に必要
な電圧が得られなくなつて運転不能になる。転流
を完了させるためには、転流が終了するまで転流
電圧が加えられている必要があり、この条件は
（β−ｕ）＞０である。この（β−ｕ）＝γが転流
余裕角であり、β＝ｕとなつた状態が転流限界と
云われる。
所で、無整流子電動機の運転において、インバ
ータ２の実効制御進み角βを適切に与えること
は、インバータの余裕角γを必要最小限に確保
し、したがつて電動機を高力率で運転することが
可能となり、装置全体の利用率を高めるととも
に、インバータにおける転流を安定して行なわせ
るために重要な課題であると云える。
ータ２の実効制御進み角βを適切に与えること
は、インバータの余裕角γを必要最小限に確保
し、したがつて電動機を高力率で運転することが
可能となり、装置全体の利用率を高めるととも
に、インバータにおける転流を安定して行なわせ
るために重要な課題であると云える。
このような意味において、所望の転流余裕角を
γsetとしたとき、このγsetを得るのに必要な実効
制御進み角をβsetとすると、両者の間には次の(1)
式が成立することが知られている。
γsetとしたとき、このγsetを得るのに必要な実効
制御進み角をβsetとすると、両者の間には次の(1)
式が成立することが知られている。
βset＝ｕ＋γset＝cos-1（cosγset
−√2ωLcId／EM） ……(1)
ここで ω；回転角速度
Lc；転流インダクタンス（同期電動機内
に含まれている） Id；直流中間電流 EM；電動機線間誘起電圧実効値 ｕ；転流重なり角 上記(1)式において、ω，Idは無整流子電動機に
おいて検出することの容易な量であり、転流イン
ダクタンスLcは同期電動機が与えられればそれに
よつて一義的に決まる量である。またEMは一般
に演算によつて比較的容易に求めることの可能な
量である。したがつて零クロス点K2の時点が検
出できさえすれば、あとは上記(1)式にしたがつて
所望の転流余裕角γsetを得るための実効制御進み
角βsetを算出し、これによつてサイリスタの点弧
時点を求めることができる。零クロス点K2は、
電動機負荷により誘起電圧の位相が変化するた
め、一定ではなく、やはり変化する。
に含まれている） Id；直流中間電流 EM；電動機線間誘起電圧実効値 ｕ；転流重なり角 上記(1)式において、ω，Idは無整流子電動機に
おいて検出することの容易な量であり、転流イン
ダクタンスLcは同期電動機が与えられればそれに
よつて一義的に決まる量である。またEMは一般
に演算によつて比較的容易に求めることの可能な
量である。したがつて零クロス点K2の時点が検
出できさえすれば、あとは上記(1)式にしたがつて
所望の転流余裕角γsetを得るための実効制御進み
角βsetを算出し、これによつてサイリスタの点弧
時点を求めることができる。零クロス点K2は、
電動機負荷により誘起電圧の位相が変化するた
め、一定ではなく、やはり変化する。
そこで従来は、零クロス点K2を求めるのに、
次の(2)式により算出した同期電動機の誘起電圧を
利用していた。
次の(2)式により算出した同期電動機の誘起電圧を
利用していた。
ea＝va−Lcdia／dt−Raia …(2)
但し ea；一相の電動機誘起電圧
va；一相の電動端子電圧
ia；電機子電流
Ra；電機子抵抗
所が上記(2)式により算出される誘起電圧eaは、
その算出に用いる端子電圧vaが、第３図ａからも
分るように、きれいな正弦波でなく陥没波形であ
ることなどに起因して、ノイズ成分（高調波成
分）を多く含むため、誤差の多いものとなる。そ
こでこのノイズ成分を除くために、算出された誘
起電圧信号を積分器により一旦積分する。積分結
果からはノイズは除去されるが、積分により位相
が90゜elずれるので積分値は同期電動機の磁束に
相当した量となる。そこでこの積分値を更に
90゜elだけ位相をずらしてもとの位相に戻すこと
により誘起電圧相当の量を得、これの零クロス点
を求めてK2としていた。
その算出に用いる端子電圧vaが、第３図ａからも
分るように、きれいな正弦波でなく陥没波形であ
ることなどに起因して、ノイズ成分（高調波成
分）を多く含むため、誤差の多いものとなる。そ
こでこのノイズ成分を除くために、算出された誘
起電圧信号を積分器により一旦積分する。積分結
果からはノイズは除去されるが、積分により位相
が90゜elずれるので積分値は同期電動機の磁束に
相当した量となる。そこでこの積分値を更に
90゜elだけ位相をずらしてもとの位相に戻すこと
により誘起電圧相当の量を得、これの零クロス点
を求めてK2としていた。
所が周知のように積分器は、入力信号や積分器
自体のもつオフセツト特性や特性そのものの温度
ドリフトなどにより、正あるいは負極性方向にお
いて飽和することがあり、一般に良好な性能のも
のが得られないので、上述のようにして求められ
た零クロス点は誤差が多く不正確であり、ひいて
は無整流子電動機におけるインバータの位相制御
の精度が低くなるという欠点があつた。
自体のもつオフセツト特性や特性そのものの温度
ドリフトなどにより、正あるいは負極性方向にお
いて飽和することがあり、一般に良好な性能のも
のが得られないので、上述のようにして求められ
た零クロス点は誤差が多く不正確であり、ひいて
は無整流子電動機におけるインバータの位相制御
の精度が低くなるという欠点があつた。
本発明は、上述のような従来技術の欠点を除去
するためになされたものであり、従つて本発明の
目的は、無整流子電動機におけるインバータの位
相制御において、インバータの転流余裕角が必要
最小限の値となるように設定制御進み角に従つて
サイリスタの点弧位相を精度良く制御するこので
きる制御装置を提供することにあり、それによつ
て無整流子電動機の力率（ひいては効率）を良好
な状態に維持しながら電動機の運転を継続するこ
とができる。
するためになされたものであり、従つて本発明の
目的は、無整流子電動機におけるインバータの位
相制御において、インバータの転流余裕角が必要
最小限の値となるように設定制御進み角に従つて
サイリスタの点弧位相を精度良く制御するこので
きる制御装置を提供することにあり、それによつ
て無整流子電動機の力率（ひいては効率）を良好
な状態に維持しながら電動機の運転を継続するこ
とができる。
本発明においては、同期電動機の誘起電圧を２
軸電圧、例えば磁極に平行な成分と、それと直交
する成分とに分離することにより該電動機の内部
相差角δを先ず求める。他方、前記(1)式に従つて
実効制御進み角βを算出する。そしてδとβの和
をとることにより設定制御進み角β0を求め、無負
荷誘起電圧の零クロス点K1（この位置は負荷に関
係なく不変であるから、電動機の磁極位置から容
易に求まる）を基準として、該進み角β0に対応し
た位相でサイリスタの点弧信号をインバータへ送
出する。
軸電圧、例えば磁極に平行な成分と、それと直交
する成分とに分離することにより該電動機の内部
相差角δを先ず求める。他方、前記(1)式に従つて
実効制御進み角βを算出する。そしてδとβの和
をとることにより設定制御進み角β0を求め、無負
荷誘起電圧の零クロス点K1（この位置は負荷に関
係なく不変であるから、電動機の磁極位置から容
易に求まる）を基準として、該進み角β0に対応し
た位相でサイリスタの点弧信号をインバータへ送
出する。
本発明はこのようにして、積分器を使用するこ
となく、無整流子電動機のインバータにおけるサ
イリスタの点弧位相の高精度な制御を可能にして
いる。
となく、無整流子電動機のインバータにおけるサ
イリスタの点弧位相の高精度な制御を可能にして
いる。
次に図を参照して本発明の一実施例を説明す
る。
る。
第４図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。同図において、２はインバータ、３は同期
電動機、１２は電圧、電流検出器、１３はパルス
ジエネレータ、１４は磁極が特定位置（スタート
点）にきたことを検出する磁極位置検出器、１５
は誘起電圧演算器、１６は回転している磁極のス
タート点からの位置を演算によつて求めて出力す
る磁極位置演算器、１７は２軸誘起電圧演算器、
１８は内部相差角δを演算によつて求める内部相
差角演算器、１９は設定制御進み角β0を演算によ
つて求めるβ0演算器、２０は点弧信号発生器、で
ある。
ある。同図において、２はインバータ、３は同期
電動機、１２は電圧、電流検出器、１３はパルス
ジエネレータ、１４は磁極が特定位置（スタート
点）にきたことを検出する磁極位置検出器、１５
は誘起電圧演算器、１６は回転している磁極のス
タート点からの位置を演算によつて求めて出力す
る磁極位置演算器、１７は２軸誘起電圧演算器、
１８は内部相差角δを演算によつて求める内部相
差角演算器、１９は設定制御進み角β0を演算によ
つて求めるβ0演算器、２０は点弧信号発生器、で
ある。
さて、誘起電圧演算器１５は、電圧、電流検出
器１２によつて検出される電動機端子電圧、電機
子電流を用い前記(2)式に従つて誘起電圧ea、eb、
ecを算出して出力する。磁極位置演算器１６は、
電動機３の回転量に比例した個数のパルスを発生
するパルスジエネレータ１３からのパルスをカウ
ントするカウンタと、該カウント値に対応した
sin〓，cosθ（但し、θはａ相巻線と磁極軸とのな
す角度）を該カウント値をアドレスとして記憶す
るPROMから構成されている。なお前記カウン
タは、磁極位置検出器１４からのリセツト信号に
より、電動機３の１回転毎にリセツトされるよう
になつている。従つて磁極位置演算器１６は、パ
ルスジエネレータ１３からのパルスをカウンタに
よりカウントし、該カウント値をアドレスとして
PROMから、sinθ，cosθを読出して出力するこ
とができる。
器１２によつて検出される電動機端子電圧、電機
子電流を用い前記(2)式に従つて誘起電圧ea、eb、
ecを算出して出力する。磁極位置演算器１６は、
電動機３の回転量に比例した個数のパルスを発生
するパルスジエネレータ１３からのパルスをカウ
ントするカウンタと、該カウント値に対応した
sin〓，cosθ（但し、θはａ相巻線と磁極軸とのな
す角度）を該カウント値をアドレスとして記憶す
るPROMから構成されている。なお前記カウン
タは、磁極位置検出器１４からのリセツト信号に
より、電動機３の１回転毎にリセツトされるよう
になつている。従つて磁極位置演算器１６は、パ
ルスジエネレータ１３からのパルスをカウンタに
よりカウントし、該カウント値をアドレスとして
PROMから、sinθ，cosθを読出して出力するこ
とができる。
２軸誘起電圧演算器１７は、誘起電圧ea、eb、
ecとsinθ，cosθを与えられて、次の(3)式に従つて
磁極軸（ｄ軸）に平行な電圧edとそれに直交する
電圧eq（ｑ軸誘起電圧）とを演算して出力する。
ecとsinθ，cosθを与えられて、次の(3)式に従つて
磁極軸（ｄ軸）に平行な電圧edとそれに直交する
電圧eq（ｑ軸誘起電圧）とを演算して出力する。
ed＝eacosθ＋１／√３（eb−ec）sinθ
eq＝−easinθ＋１／√３（eb−ec）cosθ …(3)
ここで ea，eb，ec；各相の誘起電圧
ed，eq ；ｄ，ｑ軸誘起電圧
θ ；ａ相巻線と磁極軸
のなす角度 なお、第５図は同期機の電圧ペクトル図を示
す。同図において、ΨFは界磁電流による磁束を、
Ψaは電機子反作用による磁束を、Ψはその合成
磁束を、E0は無負荷誘起電圧を、Ｅは誘起電圧
を、それぞれ示している。
のなす角度 なお、第５図は同期機の電圧ペクトル図を示
す。同図において、ΨFは界磁電流による磁束を、
Ψaは電機子反作用による磁束を、Ψはその合成
磁束を、E0は無負荷誘起電圧を、Ｅは誘起電圧
を、それぞれ示している。
第５図から内部相差角δは次の(4)式で与えら
れ、従つて内部相差角演算器１８で求められるこ
とが理解されるであろう。
れ、従つて内部相差角演算器１８で求められるこ
とが理解されるであろう。
δ＝tan-1（−ed／eq） ……(4)
なお前記(3)式における各相の誘起電圧ea，eb，
ecは、前記(2)式にしたがつて演算器１５において
求められるが、演算に帰因する種々の誤差によ
り、求められた誘起電圧信号は一般に高い周波数
成分を含み歪をもつた信号になる。
ecは、前記(2)式にしたがつて演算器１５において
求められるが、演算に帰因する種々の誤差によ
り、求められた誘起電圧信号は一般に高い周波数
成分を含み歪をもつた信号になる。
制御上、この歪は好ましくないので、例えばフ
イルタ回路に信号を通して歪を除去しようとする
と、この信号は交流量であるため、位相遅れを発
生し、不都合が生じる。そこで一般にはこの信号
を積分回路に導びき、前述の高周波による歪を除
去し、しかる後、積分出力を90゜el移相し、歪を
含まない正弦波状の信号を得ているが、このよう
にすると積分器の特性ドリフトなどの問題点があ
ることは前述した通りである。
イルタ回路に信号を通して歪を除去しようとする
と、この信号は交流量であるため、位相遅れを発
生し、不都合が生じる。そこで一般にはこの信号
を積分回路に導びき、前述の高周波による歪を除
去し、しかる後、積分出力を90゜el移相し、歪を
含まない正弦波状の信号を得ているが、このよう
にすると積分器の特性ドリフトなどの問題点があ
ることは前述した通りである。
そこで本実施例では、次の方法により積分器を
用いずに歪を除くことを可能にしている。すなわ
ち、前記(3)式によつて求められた２軸誘起電圧
ed，eqは定常状態では直流量となる。したがつて
ed，eq信号をフイルタに通しても交流量の場合に
問題となつた位相遅れは生じない。そこで本実施
例では、前記(4)式にしたがつて演算器１８におい
て内部相差角δを求める際に、ed，eq信号をフイ
ルタに通すことにより前述のような演算に帰因し
た歪を除去して誤差のないδを求めている。
用いずに歪を除くことを可能にしている。すなわ
ち、前記(3)式によつて求められた２軸誘起電圧
ed，eqは定常状態では直流量となる。したがつて
ed，eq信号をフイルタに通しても交流量の場合に
問題となつた位相遅れは生じない。そこで本実施
例では、前記(4)式にしたがつて演算器１８におい
て内部相差角δを求める際に、ed，eq信号をフイ
ルタに通すことにより前述のような演算に帰因し
た歪を除去して誤差のないδを求めている。
次にインバータの設定制御進み角β0は次の(5)式
によつて演算器１９において求められる。
によつて演算器１９において求められる。
β0＝δ＋ｕ＋γset
＝tan-1（−ed／eq）＋cos-1
（cosγset−√2ωLcId／EM） ……(5)
なお基準となる無負荷誘起電圧の零クロス点
K1は、電動機の回転軸に取り付けられた磁極位
置検出器１４によつて求められ、またパルスジエ
ネレータ１３からのパルスをカウントし、そのカ
ウント値が演算により求めたβ0の値と一致したと
きに点弧信号発生器２０を介してインバータ２に
おけるサイリスタに点弧パルスを出力する。
K1は、電動機の回転軸に取り付けられた磁極位
置検出器１４によつて求められ、またパルスジエ
ネレータ１３からのパルスをカウントし、そのカ
ウント値が演算により求めたβ0の値と一致したと
きに点弧信号発生器２０を介してインバータ２に
おけるサイリスタに点弧パルスを出力する。
以上説明した如き、本発明による演算方式で
は、各諸量としてそれぞれの瞬時値を用いてお
り、静的にはもとより過渡的にも、所望の転流余
裕角γsetが得られ、電動機を最も力率の良い状態
で運転することが可能となる。
は、各諸量としてそれぞれの瞬時値を用いてお
り、静的にはもとより過渡的にも、所望の転流余
裕角γsetが得られ、電動機を最も力率の良い状態
で運転することが可能となる。
また本発明の実施例では、誘起電圧に関する２
軸電圧を求める際の基準座標軸として磁極軸を用
いて説明したが、本来この基準座標軸は任意の位
置にとつたものでよく、任意の位置にとつた基準
座標軸に対する誘起電圧の位相角δ′を前記(3)式と
類似した演算で求めれば上記基準軸に対する設定
制御進み角β0′は次の(6)式で与えられる。
軸電圧を求める際の基準座標軸として磁極軸を用
いて説明したが、本来この基準座標軸は任意の位
置にとつたものでよく、任意の位置にとつた基準
座標軸に対する誘起電圧の位相角δ′を前記(3)式と
類似した演算で求めれば上記基準軸に対する設定
制御進み角β0′は次の(6)式で与えられる。
β0′＝δ′＋ｕ＋γset＝δ′＋cos-1
（cosγset−√2ωLcId／EM ……(6)
〔発明の効果〕
本発明によれば、同期電動機の誘起電圧を２軸
電圧、例えば、磁極に平行する成分と、それに直
交する成分の二つ（２軸電圧）に分離することに
より同期機の内部相差角δを求め、無整流子電動
機のインバータの設定制御進み角β0を、このδと
転流重なり角ｕと所望の転流余裕角γの和に相当
する分だけ、容易に求まる基準点K1から移相す
ることにより、実現しているので転流余裕角を常
に必要最小限に精度良く保ちながら電動機を良好
な力率で運転することが出来るという利点があ
る。
電圧、例えば、磁極に平行する成分と、それに直
交する成分の二つ（２軸電圧）に分離することに
より同期機の内部相差角δを求め、無整流子電動
機のインバータの設定制御進み角β0を、このδと
転流重なり角ｕと所望の転流余裕角γの和に相当
する分だけ、容易に求まる基準点K1から移相す
ることにより、実現しているので転流余裕角を常
に必要最小限に精度良く保ちながら電動機を良好
な力率で運転することが出来るという利点があ
る。
第１図は無整流子電動機の一般的な構成を示す
ブロツク図、第２図は無整流子電動機の具体例を
示す回路図、第３図は第２図の回路における電
圧、電流波形を示す波形図、第４図は本発明の一
実施例を示すブロツク図、第５図は同期機の電圧
ベクトル図、である。 符号説明、１……直流電源、２……インバー
タ、３……同期電動機、４……インバータ制御手
段、１２……電圧検出回路、１３……パルスジエ
ネレータ、１４……磁極位置検出器、１５……誘
起電圧演算回路、１６……磁極位置演算回路、１
７……２軸誘起電圧演算器、１８……内部相差角
演算器、１９……β0演算器、２０……点弧信号発
生器。
ブロツク図、第２図は無整流子電動機の具体例を
示す回路図、第３図は第２図の回路における電
圧、電流波形を示す波形図、第４図は本発明の一
実施例を示すブロツク図、第５図は同期機の電圧
ベクトル図、である。 符号説明、１……直流電源、２……インバー
タ、３……同期電動機、４……インバータ制御手
段、１２……電圧検出回路、１３……パルスジエ
ネレータ、１４……磁極位置検出器、１５……誘
起電圧演算回路、１６……磁極位置演算回路、１
７……２軸誘起電圧演算器、１８……内部相差角
演算器、１９……β0演算器、２０……点弧信号発
生器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流を交流に変換するインバータと、該イン
バータからの交流出力により駆動される同期電動
機と、該同期電動機の回転周波数と前記インバー
タの出力周波数が一致するように該インバータを
構成するスイツチ素子に点弧信号を送出するイン
バータ制御手段とから成る無整流子電動機におい
て、 前記同期電動機の誘起電圧を与えられ、それを
磁極に平行な成分と、それに直交する成分との２
軸電圧に分離すると共に、それぞれをフイルタに
通して歪みを除去し、該歪み除去後の２軸電圧か
ら前記電動機の内部相差角を算出する第１の演算
手段と、 前記同期電動機の負荷電流と誘起電圧と回転数
と転流インダクタンスを与えられて前記インバー
タにおけるスイツチ素子の転流重なり角と転流余
裕角目標値の和を算出する第２の演算手段と、 算出された前記内部相差角と前記和を合計して
前記スイツチ素子の設定制御進み角を出力する第
３の演算手段と、 前記同期電動機の無負荷誘起電力の零クロス点
の位相を検出する手段と、 該位相の検出された時刻から前記設定制御進み
角に相当する時間の経過したタイミングにおいて
前記スイツチ素子へ点弧信号を出力する手段と、 を前記インバータ制御手段が、少なくとも具備し
て成ることを特徴とする無整流子電動機における
インバータの位相制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58209128A JPS60102892A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | 無整流子電動機におけるインバータの位相制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58209128A JPS60102892A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | 無整流子電動機におけるインバータの位相制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60102892A JPS60102892A (ja) | 1985-06-07 |
| JPH0334317B2 true JPH0334317B2 (ja) | 1991-05-22 |
Family
ID=16567745
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58209128A Granted JPS60102892A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | 無整流子電動機におけるインバータの位相制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60102892A (ja) |
-
1983
- 1983-11-09 JP JP58209128A patent/JPS60102892A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60102892A (ja) | 1985-06-07 |
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