JPH0351038B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は圧力、温度、変位等の物理量を検出
する検出器の出力信号を対応する電流に変換し、
２線伝送路を介して遠隔の受信部へ伝送する２線
式伝送回路に関する。

２線式伝送回路は周知のように、検出器の出力
信号を対応する電流に変換した後、２線伝送路に
供給するものであり、伝送線が２本で済むことか
ら工業計測の分野で広く利用されている。

この２線式伝送回路としては、物理量を検出す
る検出器の電気的変化状態に応じて搬送波を振幅
変調し、この信号を検波、平滑して物理量に対応
する直流信号を得るもの（例えば米国特許No.
3646583等）、あるいは、静電容量形の検出器を用
いて前記静電容量の充電時間を計測し、この計測
時間に基づく電気信号を発生するもの（例えば米
国特許No.518536等）とが一般に知られている。

しかし、前者においては、検波用ダイオードの
温度特性を補償する必要があり、温度特性の均等
なダイオードを選別のうえ用いねばならないと共
に、高精度の抵抗器を用いた回路網により入出力
間の平衡を得ているため、生産性が悪く、生産コ
ストの低減が難しいという欠点を有し、後者にお
いては、高速かつ高精度のレベル比較器を必要と
し、これによつて生産コストの低減が困難となる
欠点を有している。

そこで本出願人は上述した欠点を解決するため
に、高精度抵抗器や高精度レベル比較器を用いな
い信号伝送器（特開昭56−132695公報、特開昭56
−132696公報に各々示される「信号伝送器」）を
開発した。この信号伝送器はプロセス量（物理
量）に応じて少なくとも一方の周波数が変化する
第１および第２の発振信号を発生し、さらにこの
第１，第２の発振信号を交互にカウントするカウ
ンタを設け、このカウンタの所定ビツトの出力端
子から出力されるパルス信号を他のビツトの出力
端子から出力されるパルス信号により断続制御し
て積分回路に供給し、かつ、前記所定ビツトの出
力端子から出力されるパルス信号が断となつた時
に帰環信号を前記積分回路に供給し、この積分回
路の出力信号を伝送電流を制御する出力部に供給
するようにしたものであり、回路調整や部品選定
の問題がなく、製造が容易となる利点を有してい
る。

しかしながら、この信号伝送器には以下に述べ
る欠点があつた。

カウンタの所定ビツトの出力端子から出力さ
れる信号を区切つて（断続制御して）帰環信号を
挿入する方式であるため、信号を区切るためのス
イツチ素子が多数要るとともに、これらのスイツ
チ素子の切換タイミング制御を正確にしなければ
ならず回路が複雑になる。カウンタの出力信号
波高値を正確に管理しないと測定誤差を発生す
る。積分回路に入力される信号はプロセス量に
対応する電圧値を持つ信号（パルス信号）であ
り、この信号に雑音が混入すると測定誤差が発生
するため、この部分をシールドするか、あるい
は、積分回路とセンサ回路（検出器、カウンタ等
から成る回路）の間を極力短くしなければなら
ず、センサ回路を隔離して設けたい場合などは極
めて不都合である。

この発明は上述した事情に鑑み、センサ回路の
出力信号を区切るためのスイツチ素子が不要で、
さらにセンサ回路の出力信号波高値を正確に制御
する必要がなく、また、センサ回路を隔離して設
けることができる２線式伝送回路を提供するもの
で、入力に供給される信号に基づき伝送電流を制
御すると共に該伝送電流に応じた帰環信号を発生
する伝送電流制御部と、測定すべき物理量に応じ
てデユーテイ比が変化するパルス信号を出力する
信号変換部と、前記帰環信号を前記パルス信号に
より断続制御するスイツチ手段と、このスイツチ
手段の出力を平滑し、平滑出力を前記伝送電流制
御部の入力に与える平滑回路とを具備したことを
特徴とするものである。

以下図面を参照してこの発明の実施例について
説明する。

第１図はこの発明の第１の実施例の構成を示す
ブロツク図である。この図において１は可動電極
１ａと固定電極１ｂ，１ｃとから成る単一可変式
容量検出器であり、可動電極１ａが外力に対応し
て移動するよう構成されている。また、可動電極
１ａと固定電極１ｂとが構成する容量C₁と固定
電極１ｂと１ｃとが構成する容量C₂とは、可動
電極１ａの変位を△Ｐとすれば各々次式で示され
る。

（但し、k₁は定数C₀は△Ｐ＝Ｏの場合のC₁お
よびC₂の容量） 次に、第１図において２は信号変換部であり、
２ａ，２ｂはその電源供給端子、２ｃは出力端子
である。この信号変換部２は第２図に示すように
スイツチ素子SW₁，SW₂発振部３および任意ビツ
トの２進カウンタ５とから成つている。図に示す
回路において、カウンタ５のｎビツト目の出力端
子Qnが高レベルにあるときは、SW₁がON、SW₂
がOFFとなり、出力端子Qnが低レベルにあると
きはSW₁がOFF、SW₂がONとなる。発振部３は
スイツチ素子SW₁がONのとき容量C₁に対応する
周波数₁の信号S₁を出力し、スイツチ素子SW₂が
ONのとき容量C₂に対応する周波数₂の信号S₂を
出力する。このような構成によればカウンタ５は
信号S₁とS₂を交互にカウントし、出力端子Qnは
信号S₁のカウント時に高レベル、信号S₂のカウン
ト時に低レベルとなる。

ここで、出力端子Qnから出力されるパルスPs
（以下検出パルス信号と称す）を第３図に示す。
この図に示すように検出パルス信号Psは、カウ
ンタ５が信号S₁をカウントしている期間T₁と信
号S₂をカウントしている期間T₂とを交互にくり
返す。この場合、期間T₁とT₂の比が測定する物
理量（プロセス量）に対応する。この検出パルス
信号Psは第１図に示すスイツチ手段８にON−
OFF制御信号として供給され、検出パルス信号
Psが高レベルのときスイツチ手段８がON状態、
低レベルのときスイツチ手段８がOFF状態とな
る。一方、１０はトランジスタQ₁、Q₂、抵抗R₉、
R₁₀、ダイオードD₁、D₂およびツエナダイオード
ZDから構成され定電圧Esを出力する定電圧回路
である。１１は演算増幅器であり、伝送電流制御
用のトランジスタQ₃を制御する。このトランジ
スタ₃QのエミツタはダイオードD₃、抵抗R₁₁を介
してコモンラインCOMに接続され、コモンライ
ンCOMと負側出力端子２１との間に帰還抵抗Rf
が介挿されている。抵抗R₃、R₄は定電圧Esを分
圧し、この結果得られる電圧V₂を演算増幅器１
１の反転入力端子に供給し、抵抗R₁、R₂は定電
圧Esと帰環抵抗Rfの両端電圧Efとの差電圧を分
圧し、電圧V₁としてスイツチ手段８の一方の端
子に供給する。電圧V₁はスイツチ手段８がONに
なる毎に抵抗R₅とコンデンサC₅とから成る平滑
回路３０に供給され、この平滑回路３０の出力電
圧V₃が演算増幅器１１の非反転入力端子に供給
される。また、上述した回路において、抵抗R₁
とR₂は十分大きな値に設定されており、この抵
抗R₁、R₂を流れる電流は帰環抵抗Rfを流れる電
流に比べて十分に無視し得るよう構成されてい
る。なお、第１図において１５，１６は各々遠隔
の受信部に設けられている電源および抵抗であ
り、これらは、正側出力端子２０と負側出力端子
２１との間に介挿されている。

次に、上述した回路の動作について説明する。

まず、平滑回路３０の出力電圧V₃は電圧V₁と
スイツチ手段８のON時間によつて決まるから、 V₃＝V₁・T₁／T₁＋T₂ ＝（Es・R₂／R₁＋R₂−Ef・R₂／R₁＋R₂）T₁／T₁＋T₂ …(2) となり、また、V₂は図から解るように V₂＝EsR₄／R₃＋R₄ …(3) となる。

ここで、電圧V₃がV₂より大となると、演算増
幅器１１の出力電圧が上昇し、トランジスタQ₃
を流れる電流が増す。この結果、帰環抵抗Rfを
流れる電流が増して電圧Efが大となる。電圧Ef
が大となれば電圧V₁が下降し、これにより、平
滑回路３０の出力電圧V₃が下降する。そして、
V₃＝V₂となるようにトランジスタQ₃を流れる電
流が制御される。また、電圧V₃がV₂より小とな
つた場合も、上述した場合と同様に、V₃＝V₂と
なるようにトランジスタQ₃を流れる電流が制御
される。

このように、この回路においては電圧V₃が常
に電圧V₂と等しくなる。

したがつて、前記(2)式と(3)式を等しいとおき、 （EsR₂／R₁＋R₂−EfR₁／R₁＋R₂）−T₁／T₁＋T₂ ＝EsR₄／R₃＋R₄ …(4) を得る。この(4)式を順次変形してゆくと、 EsR₂／R₁＋R₂−EfR₁／R₁＋R₂＝EsR₄／R₃＋R₄ ×T₁＋T₂／T₁ …(5) EsR₂／R₁＋R₂＝Es｛R₂／R₁＋R₂−R₄／R₃＋R₄ ・T₁＋T₂／T₁｝ …(5)′ Ef＝Es｛R₂／R₁−R₄（R₁＋R₂）／R₁（R₃＋R₄）×T₁＋
T₂／T₁｝ …(5)″ となる。ここで、 R₂／R₁＝Ａ，R₄（R₁＋R₂）／R₁（R₃＋R₄）＝Ｂ …(6) とすると、前記(5)″式は Ef＝Es｛Ａ−Ｂ（１＋T₂／T₁）｝ ＝Es｛（Ａ−Ｂ）−ＢT₂／T₁｝ …(7) となる。そして、抵抗R₁、R₂を流れる電流は前
述したように無視することができるから、伝送電
流I₀は I₀＝Ef／Rf …(8) となり、この(8)式に(7)式を代入して I₀＝（Ａ−Ｂ）Es／Rf−BEs／Rf−・T₂／T₁ …(9) を得る。さて、時間T₁、T₂は各々容量C₁、C₂に
比例するから、比例定数をk₂とすれば、T₁＝
k₂C₁、T₂＝k₂c₂となり、この関係に前記(1)式を
代入すると、 となる。ここで、可動電極１ａ（第１図参照）が
付勢されておらず△ｐ＝０の場合は(10)式から解る
ようにT₁＝T₂となる。ところで、４〜20mAの
伝送電流を出力する２線式伝送器においては、△
ｐ＝０の場合に伝送電流I₀を4mAに調整（以下０
調整と称す）するから、(9)式においてT₁＝T₂と
して得られる次式 I₀＝（Ａ−2B）／R・Es …(11) の右辺は4mAに対応している。そして、(9)、(10)、
(11)式から伝送電流I₀を示す次式が求められる。

I₀＝（Ａ−2B）Es／Rf＋BEs／Rfk₁・△ｐ ＝4mA＋Ｂ Es／Rfk₁・△Ｐ …(12) この(12)式において、（Ｂ・Es・k₁／Rf）は定数で
あるから、結局、伝送電流I₀は可動電極１ａの変
位△Ｐに比例する。

次に、この実施例における単一可変式容量検出
器１に代えて、第４図に示すような差動容量検出
器１′を用いた場合について説明する。周知のよ
うに、差動容量、検出器１′は中央の電極１ｂが
可動電極となり、この可動電極１ｂの変位△Ｐに
応じて容量C₁、C₂が相補的に変化するものであ
る。この場合、容量C₁、C₂は次式で示される。

したがつて、期間T₁、T₂は各々 となる。この(14)式を前記(9)式に代入すると、 I₀＝（Ａ−Ｂ）Es／Rf−Ｂ・Ef／Rf・１−k₁△Ｐ／１
＋k₁△Ｐ ＝（Ａ−Ｂ）Es／Rf−Ｂ・Ef／Rf （１−2k₁△Ｐ／１＋k₁△Ｐ） ＝（Ａ−2B）Es／Rf＋B.Ef／Rf×2k₁△Ｐ／１＋k₁
△Ｐ ＝4mA＋Ｂ・Ef／Rf×2k₁△Ｐ／１＋k₁△Ｐ …(15) となる。この式に示すように伝送電流I₀は△Ｐに
対し一次関数とならず、すなわち、I₀は第５図に
実線で示すように非直線となる。この場合は、第
１図に示す演算増幅器１１の反転入力端子とコモ
ンラインCOMとの間に補償抵抗R_Nを介挿すれ
ば、I₀を△Ｐに対しリニアに変化させることがで
きる（第５図破線参照）。

第６図はこの発明の第２の実施例の構成を示す
ブロツク図である。なお、この図において第１図
の各部と対応する部分には同一の符号を付しその
説明を省略する。

この図において２′は信号変換部であり、その
構成は第７図に示すようになつている。第７図に
示す信号変換部２′が第２図に示す信号変換部２
と異つている点は電極１ｃがスイツチ素子を介さ
ずに直接発振部３の入力端子に接続されている点
である。このような構成によれば、発振部３はス
イツチ素子SW₁がONの場合、（C₁＋C₂）に対応
する周波数₁の信号S₁を出力し、スイツチ素子
SW₁がOFFの場合、容量C₂に対応する周波数₂
の信号S₂を出力する。したがつて、この場合のパ
ルスPsの高レベルの期間T₁と低レベルの期間T₂
（第３図参照）とは各々次式で示される。

T₁＝k₃（C₁＋C₂） T₂＝k₃C₂ …(16) そして、このパルスPsは第６図に示すようにス
イツチ手段２６にON−OFF制御信号として抵抗
２５を介して供給される。スイツチ手段２６はパ
ルスPsが高レベルのとき端子２６ａと２６ｃを
接続し、パルスPsが低レベルのとき端子２６ｂ
と２６ｃを接続する。次に、抵抗３０，３１は
各々等しい抵抗値を有する抵抗であり、定電圧
Esと可変抵抗Rsの摺動端子に得られる電圧Vfの
差を1/2に分圧し（なお、必ずしも1/2に分圧する
必要はない）、電圧V₅として演算増幅器２５の非
反転入力端子に供給する。したがつて、電圧V₅
は次式で示される。

V₅＝１／２（Es−Vf） …(17) また、演算増幅器２５はボルテージホロアを構
成しており、前記電圧V₅をそのまま出力端子へ
出力する。スイツチ手段２６の端子２６ｃは抵抗
R₂₅を介してコモンラインCOMに接続されるとと
もに、平滑回路３０に接続されている。この場
合、平滑回路３０の出力電圧V₃は次式で示され
る。

V₃＝V₅・T₁／T₁＋T₂ …(18) 一方、R₀は伝送電流I₀の基準値（4mA）を調
整するときに用いる可変抵抗器であり、その摺動
端子の電圧がV₀となつている。抵抗R₂₀とR₂₁は
前記電圧V₀とV₃の差を分圧して演算増幅器１１
の非反転入力端子に供給する。この実施例の場
合、抵抗R₂₀＝R₂₁＝R₃＝R₄となつており、演算
増幅器１１の非反転、反転入力端子の電位V₇、
V₂は各々次式で示される。

V₇＝１／２・（V₀−V₃）＋V₃ …(19) V₂＝１／２・Es …(20) 抵抗R₂₇の一端には定電圧Esが供給され、この
抵抗R₂₇の他端は抵抗R₂₈を介して負側出力端子
２１に接続されている。この抵抗R₂₇、R₂₈の
各々の抵抗値は、伝送電流I₀が4mAの基準値に調
整されている場合、帰環抵抗Rfの両端電圧Efと
抵抗R₂₈の両端電圧E₁とが等しくなるように設定
される。したがつて、伝送電流I₀が4mAのとき可
変抵抗Rsの両固定端子間電圧差は０となり、こ
の可変抵抗Rgには電流が流れない。ゆえに、伝
送電流I₀が4mAのときは、可変抵抗Rsの摺動端
子の位置は伝送電流I₀に何ら影響を与えない。一
方、伝送電流が4mAを越すと電圧EfとE₁とが異
つてくるので、可変抵抗Rsに伝送電流I₀に対応す
る電流が流れる。この結果、電圧Vfが伝送電流I₀
に対応する値となる。したがつて、I₀＝4mAのと
きの電圧E₁をE₁₀とすれば、この実施例における
電送電流I₀は次式で示される。

I₀＝4mA＋Vf／α・Rf ＝E₁₀／Rf＋Vf／α・Rf …(21) 但し、αは可変抵抗器Rsの摺動端子の位置で
決まる定数） ここで、可変抵抗Rsの摺動端子の位置を変え
ると、電圧Vfの値が変わると同時に、伝送電流I₀
に対する電圧Vfの比率が変わる。すなわち、可
変抵抗Rsを調整することにより、帰環量である
電圧Vfの比率を変えることができ、(21)式におけ
る定数αの値を変えることができる（以下スパン
調整と称す）。なお、この実施例においては正側
出力端子２０とトランジスタQ₃のコレクタ間に
ダイオードD₅が順方向に介挿されている。

次に、この実施例の動作を説明する。

第６図に示す回路において、V₇＞V₂となると、
演算増幅器１１の出力電圧が上昇し、トランジス
タQ₃を流れる電流が増し、伝送電流I₀が増加す
る。この結果、電圧Vfが増加して電圧V₅が下降
し(17)式参照）、電圧V₃が下降する。この結果、
電圧V₇が下降し、そして、V₇＝V₂となるように
伝送電流I₀の値が制御される。このように、演算
増幅器１１は前述した実施例と同様に両入力端子
間電圧差を０とするように動作し、常に電圧V₂
＝V₇となる。したがつて、(19)式＝(20)式とおき
式変形すると、 １／２・（V₀−V₃）＋V₃＝１／２・Es …(22) V₀＋V₃＝Es …(22′) となる。そして、前述した(17)，(18)，(22)式から
V₃、V₅を消去してVfを求めると、 Vf＝Es−（Es−V₀）・２（T₁＋T₂）／T₁…(23) となり、この(23)式に(16)式を代入してT₁、T₂を
消去すると、 Vf＝Es−２（Es−V₀）k₃（C₁＋2C₂）／k₃（C₁＋C₂）
…(24) となる。次に、この(24)式に(13)式を代入して△
ＰとVfとの関係を求めると、 Vf＝Es−２（Es−V₀）（C₀１／１−k₁△Ｐ＋２・C₀１
／１＋k₁△Ｐ／（C₀１／１−k₁△Ｐ＋C₀１／１＋k₁△Ｐ
）＝Es−２（Es−V₀）（３−k₁−△Ｐ）／２ ＝Es−（3Es−Esk₁△Ｐ−3V₀＋V₀k₁△Ｐ）＝3V₀−2
Es＋（Es−V₀）k₁△Ｐ…(25) ここで、電圧V₀は可変抵抗器R₀の摺動端子の
位置を変えることにより任意に決められるから、 V₀＝２／３Es …(26) とすれば、(25)式は Vf＝（Es−V₀）・k₁・△Ｐ …(27) となる。この(26)、(27)式を(21)式に代入すると、 I₀＝E₁₀／Rf＋（Es−V₀）／α・Rf・R₁・△Ｐ ＝E₁₀／Rf＋Es／3α・Rf・R₁・△Ｐ …(28) となり、この(28)式から解るように、伝送電流I₀
は△Ｐに比例する。

なお、この実施例において、容量C₁とC₂を入
れ換えた場合、すなわち、第７図において電極１
ａを直接発振部３の入力端子へ接続し、電極１ｃ
をスイツチ素子SW₁を介して発振部３の入力端子
に接続した場合は、例えば、第８図に示す回路構
成にする。この図において、演算増幅器２５は抵
抗R₃₂〜R₃₅とで利得１の反転増幅器を構成し、
また、抵抗R₃₂＝R₃₃に設定されており、演算増
幅器２５の非反転入力端子にEs／２（Ｖ）が供給
されている。すなわち、演算増幅器２５の出力端
子の電位が（Es−V₀）となるように構成されて
いる。一方、演算増幅器１１の反転入力端子に電
圧V₇が供給され、非反転入力端子に電圧V₂が供
給されている。なお、他の部分は第６図に示す回
路と同様となつている。

このように、容量C₁とC₂を入れ換えると期間
T₁、T₂（第３図参照）は各々 T₁＝k₃（C₁＋C₂） T₂＝k₃C₁ …(29) となり、また、図に示すように電圧V₃は V₃＝（Es−V₅）×T₁／T₁＋T₂ …(30) となる。次に、この図に示す回路における△Ｐと
I₀との関係を導く。この図に示す回路において
は、期間T₁、T₂が(29)式で示すように変つただ
けで、他の動作は前記実施例と変わらないから、
（１７）、(22)′、(30)式から Vf＝Es−2V₀＋２(Es-V₀)T₂／T₁ …(31) となる。この(31)式に前記(29)式を代入して、 Vf＝Es−2V₀＋２(Es-V₀)k₃C₁／k₃（C₁＋C₂） …(32) となり、この(32)式に前記(13)式を代入して Vf＝Es−2V₀＋２（Es−V₀）C₀・１／１−k
₁△Ｐ／C₀・（１／１−k₁△Ｐ＋１／１＋k₁△Ｐ） ＝Es−2V₀＋２（Es−V₀）・１／２（１
＋k₁△Ｐ） ＝2Es−3V₀＋（Es−V₀）k₁△Ｐ…(33)
となる。ここでV₀＝２／３Esとすると、 Vf＝１／３Esk₁△Ｐ …(34) となり、この(34)式を前記(21)式に代入して次式
を得る。

I₀＝E₁₀／Rf＋Es／3α・Rf・R₁・△Ｐ …(35) この(35)式から伝送電流I₀が△Ｐに比例している
のが解る。

ここで、前述した(23)式を変形すると、 Vf＝Es−(Es-V₀)・２・（１＋T₂／T₁） …(36) となり、この(36)式においてEs、V₀は定数である
から、期間T₂の変化分が大きいほど、帰環信号
成分である電圧Vfの変化分が大きくなり、信号
処理上有利になるものが解る。また、このことは
前記(31)式についても同様に言える。

そこで、電圧Vfの変化分を大きくする場合は
第７図に示す信号変換部２′内の発振部３の出力
端子とカウンタ５の入力端子CLとの間に第９図
にすカウントダウン回路４０を介挿する。この場
合、入力端子４０ａを発振部３の出力端子へ、出
力端子４０ｂをカウンタ５の入力端子CLへ、制
御端子４０ｃをカウンタ５の出力端子Qnへ各々
接続する。このカウントダウン回路４０は第９図
に示すようにナンドゲート４１〜４４とＴ型フリ
ツプフロツプFF₁とから成つており、制御端子４
０ｃが高レベルにあるとき（期間T₁のとき）は
入力端子４０ａに供給されるパルス信号をナンド
ゲート４３，４２を順次介して出力端子４０ｂに
出力し、制御端子４０ｃが低レベルにあるとき
（期間T₂のとき）は入力端子４０ａに供給される
パルス信号をFF₁で1/2分周した後、ナンドゲー
ト４１，４２を介して出力端子４０ｂに出力す
る。このような構成によれば期間T₂の時間幅が
２倍になり、前記(36)式から解るように電圧Vfの
変化分を大きくすることができ、信号処理上極め
て有利になる。また、上述した回路ではFF₁を１
個だけ用いたが、これを２個、３個……と直列接
続すれば期間T₂の時間幅を４倍、８倍……と大
きくすることができる。

ここで、信号変換部２′の具体的回路の一例を
第１０図に示す。この図において５１〜５４は
各々ナンドゲート、５６は定電流源、５７はロー
バスフイルタ、５８は演算増幅器、C₁₀、C₁₁はコ
ンデンサである。この図に示す回路において、期
間T₂の時間幅を大きくしない場合は図に示す
点と点を直接接続し、期間T₂の時間幅を２倍
にする場合は第９図に示す入力端子４０ａ、出力
端子４０ｂ、制御端子４０ｃを各々点、点、
点に接続する。そして、期間T₂の時間幅を２
倍にした場合の点、点、点における波形を
第１１図イ〜ハに各々示す。なお、点における
波形は検出パルス信号Psである。

なお、第６図、第８図に示す回路で用いた平滑
回路３０に代えて第１２図に示す積分回路６０を
用いてもよい。この積分回路６０は図に示すよう
に抵抗R₄₀、コンデンサC₁₅、バイアス電源Vaお
よび演算増幅器５９とから構成されている。

また、第６図に示す回路において用いたＯ調整
用の可変抵抗器R₀に代えて第１３図に示すよう
に、演算増幅器１１の反転入力端子に電圧Esを
適宜分圧して供給する可変抵抗R₀′を設けてもよ
い。このような構成によれば、可変抵抗R₀′の摺
動端子の位置により演算増幅器１１の反転入力端
子電圧を変えることができるので伝送電流I₀の基
準値を調整することができる。また、第６図に示
すスパン調整用の可変抵抗Rsに代えて第１３図
に示す可変抵抗Rs′を用いてもよい。この可変抵
抗Rs′は一方の固定端子が演算増幅器２５の出力
端子に接続され、他方の固定端子がコモンライン
COMに接続されている。このような構成によれ
ば、可変抵抗Rs′の摺動端子の位置を調整するこ
とにより、電圧V₅と演算増幅器２５の出力電圧
V_OUTの比例定数を変えることができ、伝送電流I₀
に対する帰環量の割合、すなわちスパンを変える
ことができる。

第１４図はこの発明の第３の実施例の要部の構
成を示すブロツク図である。なお、この実施例の
他の部分は前述した第２の実施例（第６図参照）
と同様である。

この図において６５はスイツチ手段２６と同様
の構成となつているスイツチ手段であり、電圧
V₂とコモン電位を交互に切り換え、抵抗R₄₀とコ
ンデンサC₄₀とで構成される平滑回路７０に供給
する。このスイツチ手段６５には検出パルス信号
Ps（第３図参照）がインバータ６６により反転さ
れて供給されている。このような構成によれば、
平滑回路３０の出力電圧V₃は V₃＝（Es−Vf）×T₁／T₁＋T₂ …(37) となり、平滑回路７０の出力電圧V′₂は V′₂＝V₂×T₂／T₁＋T₂ ＝Es／２×T₂／T₁＋T₂ …(38) となる。そして、演算増幅器１１は電圧V′₂＝V₃
となるように動作するから(37)式＝(38)式とおい
て次式を得る。

（Es−Vf）×T₁／T₁＋T₂＝Es／２×T₂／T₁＋T₂…(39) この(39)式を変形すると、 Vf＝Es・（１−T₂／２・T₁） …(40) となり、この(40)式に前記(13)、(16)式を代入し
て、 Vf＝Es・（１−１−k₁△Ｐ／４） ＝Es・（３／４＋k₁△Ｐ／４） ＝Es／４（３＋k₁△Ｐ） …(41) となる。この(41)式から電圧Vfが△Ｐに対応する
（△Ｐの一次関数となつている）のが解る。すな
わち、伝送電流I₀が△Ｐに対応する。

第１５図はこの発明の第４の実施例の構成を示
すブロツク図である。

この図において７０はカレントトランスであ
り、２次側巻線の両端に抵抗R₄₅が介挿されてい
る。この抵抗R₄₅の一端はコモンラインCOMに接
続され、他端はダイオードD₅を介して抵抗R₅の
一端に接続されている。カレントトランス７０の
１次側巻線はセンタータツプがコモンライン
COMに接続され、一端がスイツチ素子SW₅を介
して、他端がスイツチ素子SW₆を介して各々負側
出力端子２１に接続されてい。スイツチ素子
SW₅、SW₆は各々検出パルス信号Psにより、一
方がONのとき他方がOFFとなるよう制御され
る。また、６９は定電流源である。

上述した構成によれば、カレントトランス７０
の一次側回路に設けられたスイツチ素子SW₅、
SW₆が相補的にかつ交互にON−OFFすることに
より、二次側回路には波高値が伝送電流I₀と検出
パルス信号Psのデユーテイ比に対応する正負の
パルス状の信号が得られる。そして、ダイオード
D₅により正の信号のみが平滑回路３０に伝達さ
れる。この結果、平滑回路３０の出力電圧V₃は
伝送電流I₀とセンサパルスPsのデユーテイ比によ
つて決まり、また、演算増幅器１１は前述した各
実施例同様V₅＝V₃となるように伝送電流I₀を制
御するから、伝送電流I₀はセンサパルスPsのデユ
ーテイ比に対応する。すなわち、伝送電流I₀が前
述した変位△Ｐに対応する。

第１６図はこの発明の第５の実施例の要部の構
成を示すブロツク図である。

この図においてSW₇は検出パルス信号Psによ
つてON−OFF制御されるスイツチ素子であり、
抵抗R₃₀とR₃₁との間に介挿されている。また、
コンデンサC₂₀が抵抗R₃₀と並列に接続され、抵抗
R₃₁の一端（スイツチ素子SW₇側）とコモンライ
ンCOMとの間にコンデンサC₂₁が介挿されてい
る。このような構成によればスイツチ素子SW₇が
ON状態のときに電圧VfとEsとが加算されるの
で、演算増幅器１１の非反転入力端子に印加され
る電圧は（Vf＋Es）×−T₁／T₁＋T₂となり、また、 演算増幅器１１は両入力端子間電圧差を０とする
ように動作するから、伝送電流I₀は検出パルス信
号Psのデユーテイ比に対応する。

なお、前述した各実施例におけるセンサパルス
Psは、スイツチ手段８，２６あるいはスイツチ
素子SW₅〜SW₇を切り換えるためのスイツチング
信号であるから、ノイズ等が混入してその波高値
が多少変動しても測定結果には影響を及ぼさな
い。したがつて、信号変換部２，２′を隔離して
設けることができ、これにより、第１７図に示す
ように複数の信号変換部２，２′を切換えて使用
することができる。

この図においてla、la、……およびlb、lb……
は各々信号変換部２，２……の電源供給ラインで
あり、lc、lc、……はセンサパルスPsが出力され
る信号ラインである。８１は前記各実施例におい
て示した演算増幅器１１、平滑回路３０、スイツ
チ手段８，２６およびフイードバツク回路等から
構成される出力段回路であり、lc′がセンサパル
スPsの入力ライン、la′、lb′が各々信号変換部２
へ電源を供給する電源出力ラインである。８０は
切換部であり信号変換部２，２……のいずれか一
つを選択し、選択した信号変換部２の電源供給ラ
インla，lbを出力段回路８１の電源出力ライン
la′、lb′に各々接続し、また、信号ラインlcを入
力ラインlc′に接続する。

以上説明したようにこの発明によれば、入力に
供給される信号に基づき伝送電流を制御すると共
に該伝送電流に応じた帰環信号を発生する伝送電
流制御部と、測定すべき物理量に応じてデユーテ
イ比が変化するパルス信号を出力する信号変換部
と、前記帰環信号を前記パルス信号により断続制
御するスイツチ手段と、このスイツチ手段の出力
を平滑、平滑出力を前記伝送電流制御部の入力に
与える平滑回路とを具備したので検出パルス信号
の波高値が多少変動しても極めて高い測定精度を
保持することができる。また、検出パルス信号の
波高値を正確に制御する必要がなく、しかも雑音
の影響を受けにくいので、検出器および信号変換
部を隔離して設けることができる。また、検出パ
ルス信号を単なるスイツチング素子として利用し
ているので、この検出パルス信号を区切る回路、
スイツチ素子等は一切不要であり、回路構成を簡
単にし得る利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例の構成を示す
ブロツク図、第２図は第１図に示す信号変換部２
の構成を示すブロツク図、第３図は検出パルス信
号Psの波形を示す波形図、第４図は差動容量検
出器１′の構成を示す概略構成図、第５図は同実
施例において差動容量検出器１′を用いた場合の
変位△Ｐと伝送電流I₀との関係を示す図、第６図
はこの発明の第２の実施例の構成を示すブロツク
図、第７図は第６図に示す信号変換部２′の構成
を示すブロツク図、第８図は同実施例において容
量C₁とC₂とを入れ換えた場合の回路の変形例を
示すブロツク図、第９図はカウントダウン回路４
０の構成を示すブロツク図、第１０図は信号変換
部２′の具体的構成例を示すブロツク、第１１図
イ，ロ，ハは各々第１０図に示す回路の点、
点、点における波形を示す波形図、第１２図は
第１図、第６図、第８図において示した平滑回路
３０の代りに用いることができる積分回路６０の
構成を示すブロツク図、第１３図は第６図に示す
回路において用いたＯ調整方法およびスパン調整
方法の他の実施例を示すブロツク図、第１４図は
この発明の第３の実施例の構成を示すブロツク
図、第１５図はこの発明の第４の実施例の構成を
示すブロツク図、第１６図はこの発明の第５の実
施例の構成を示すブロツク図、第１７図はこの発
明の各実施例において信号変換部２もしくは２′
を複数設けた場合の構成例を示すブロツク図であ
る。 １……単一可変式容量検出器（検出器）、１′…
…差動容量検出器（検出器）、２，２′……信号変
換部、８，２６……スイツチ手段、１１……演算
増幅器（伝送電流制御部）、３０……平滑回路、
４０……カウントダウン回路、６０……積分回路
（平滑回路）、７０……カウントトランス（帰環電
圧発生部）、SW₅、SW₆、SW₇……スイツチ素子
（スイツチ手段）、C₁，C₂……容量（インピーダ
ンス素子対）、Rf、F₄₅……抵抗（帰環電圧発生
部）、Rs……可変抵抗（帰環電圧発生部）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力に供給される信号に基づき伝送電流を制
   御すると共に該伝送電流に応じた帰還信号を発生
   する伝送電流制御部と、 測定すべき物理量に応じてデユーテイ比が変化
   するパルス信号を出力する信号変換部と、 前記帰還信号を前記パルス信号により断続制御
   するスイツチ手段と、 このスイツチ手段の出力を平滑し、平滑出力を
   前記伝送電流制御部の入力に与える平滑回路と を具備したことを特徴とする２線式伝送回路。