JPH0357310A - 電流増幅器 - Google Patents
電流増幅器Info
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- JPH0357310A JPH0357310A JP2196059A JP19605990A JPH0357310A JP H0357310 A JPH0357310 A JP H0357310A JP 2196059 A JP2196059 A JP 2196059A JP 19605990 A JP19605990 A JP 19605990A JP H0357310 A JPH0357310 A JP H0357310A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、電流増幅器、特に、カスケード電流ミラー増
幅器に関する． ［従来の技術］ 第４図に示す従来の電流ミラーは、一般に、集積回路形
式かディスクリート形式の増幅器や、バイアス回路に用
いられている．入力トランジスタ１６のベース及びコレ
クタは、共通結合しており、入力端ｌＯの入力電流を受
ける．出力トランジスタｌ８のベースは、入力トランジ
スタ１６のベースに結合している．出力トランジスタ１
８のコレクタは、出力電流を出力端ｌ２に供給する．ト
ランジスタｌ６及び１８のエミッタは、共通結合して、
エミッタ端１４に接続する．このエミッタ端１４は、接
地、定電圧源又は他の回路に結合する．第４図のこの電
流ミラーの利得は、約１である．代わりに、第４図の電
流ミラーを電流利得がほぼ１の等価トランジスタとみな
してもよい．この場合、入力端１０がペースであり、出
力端ｌ２がコレクタであり、エミッタ端１４がエミッタ
である．よって、以下、添付図において、入力端１０を
増幅器ベース端と呼び、出力端ｌ２を増幅器コレクタ端
と呼び、エミッタ端ｌ４を増幅器エミッタ端と呼ぶ． 電流ミラーの利得を増加する従来の方法を第５図に示す
．この回路において、出力トランジスタ２０及び２２を
出力トランジスタ１８と並列に結合する．したがって、
この電流増幅器の利得は、３である。よって、電流利得
が３のトランジスタと等価になる． 〔発明が解決しようとする課題コ しかし、第５図の電流増幅器では、出力トランジスタを
並列に付加して電流利得を増やすので、対応する−３ｄ
Ｂ口−フオフ周波数が低下する。
幅器に関する． ［従来の技術］ 第４図に示す従来の電流ミラーは、一般に、集積回路形
式かディスクリート形式の増幅器や、バイアス回路に用
いられている．入力トランジスタ１６のベース及びコレ
クタは、共通結合しており、入力端ｌＯの入力電流を受
ける．出力トランジスタｌ８のベースは、入力トランジ
スタ１６のベースに結合している．出力トランジスタ１
８のコレクタは、出力電流を出力端ｌ２に供給する．ト
ランジスタｌ６及び１８のエミッタは、共通結合して、
エミッタ端１４に接続する．このエミッタ端１４は、接
地、定電圧源又は他の回路に結合する．第４図のこの電
流ミラーの利得は、約１である．代わりに、第４図の電
流ミラーを電流利得がほぼ１の等価トランジスタとみな
してもよい．この場合、入力端１０がペースであり、出
力端ｌ２がコレクタであり、エミッタ端１４がエミッタ
である．よって、以下、添付図において、入力端１０を
増幅器ベース端と呼び、出力端ｌ２を増幅器コレクタ端
と呼び、エミッタ端ｌ４を増幅器エミッタ端と呼ぶ． 電流ミラーの利得を増加する従来の方法を第５図に示す
．この回路において、出力トランジスタ２０及び２２を
出力トランジスタ１８と並列に結合する．したがって、
この電流増幅器の利得は、３である。よって、電流利得
が３のトランジスタと等価になる． 〔発明が解決しようとする課題コ しかし、第５図の電流増幅器では、出力トランジスタを
並列に付加して電流利得を増やすので、対応する−３ｄ
Ｂ口−フオフ周波数が低下する。
周波数応答特性を改善したカスケード電流増幅器を第６
図に示す．この回路において、トランジスタｌ６及びｌ
８を含む第Ｉｔ流ミラーからのエミッタ電流は、入力ト
ランジスタ２４及び出力トランジスタ２６を含む第２ｆ
ｌ流ミラーへの入力となる．第１電流ミラーからのエミ
ッタ電流は、増幅器ベース＠１０での入力電流の２倍な
ので、トランジスタ２４及び２６の大きさは、トランジ
スタｌ６及びｌ８の２倍に選択する．トランジスタ？８
及び２６のコレクタは互いに結合され、増輻器コレグタ
端１２に接続されるので、第６図に示す増幅器の電流利
得は３となる。すなわち、電流利得が３の等価トランジ
スタとなる。第６図に示す回路は、第５図に示す回路と
、利得は同じだが、その帯域幅は大幅に改善されている
。
図に示す．この回路において、トランジスタｌ６及びｌ
８を含む第Ｉｔ流ミラーからのエミッタ電流は、入力ト
ランジスタ２４及び出力トランジスタ２６を含む第２ｆ
ｌ流ミラーへの入力となる．第１電流ミラーからのエミ
ッタ電流は、増幅器ベース＠１０での入力電流の２倍な
ので、トランジスタ２４及び２６の大きさは、トランジ
スタｌ６及びｌ８の２倍に選択する．トランジスタ？８
及び２６のコレクタは互いに結合され、増輻器コレグタ
端１２に接続されるので、第６図に示す増幅器の電流利
得は３となる。すなわち、電流利得が３の等価トランジ
スタとなる。第６図に示す回路は、第５図に示す回路と
、利得は同じだが、その帯域幅は大幅に改善されている
。
第６図の電流ミラー増幅器は、いくつかの電流ミラーを
用いてカスケードしてもよいが、前段の電流■ラーのエ
ミッタ電流が次段の電流ミラーの入力に向けられる．か
かる構或においては、各電流ミラー出力電流を加算し、
その素子の大きさを各前段の電流ミラーの２倍にする。
用いてカスケードしてもよいが、前段の電流■ラーのエ
ミッタ電流が次段の電流ミラーの入力に向けられる．か
かる構或においては、各電流ミラー出力電流を加算し、
その素子の大きさを各前段の電流ミラーの２倍にする。
Ｎ段の電流ミラーでは、総合電流利得が２Ｎ＋１になる
。
。
第５図の従来回路よりも周波数応答が改善された第６図
の回路には、不必要な接続がある。その結果、最善の周
波数応答が得られず、集積同路又は回路基板のレイアウ
トが難しい。また、使用する素子が正確に一致していな
いと、電位電流が集中してしまう．したがって、周波数
応答が最適で、レイアウトが簡単で、１！流の集中が減
少でき、相互接続を少なくした階層電流増幅器が望まれ
ている． したがって、本発明の目的の１つは、従来のカスケード
電流ミラー増幅器よりも周波数応答が改善された電流増
幅器の提供にある． 本発明の他の目的は、レイアウトが簡単で、必要とする
クロスオーバの数を減らした電流増幅器の提供にある． 本発明の更に他の目的は、大きさの等しい素子を用い、
電流集中の影響を最低にした電流増幅器の提供にある． ［課題を解決するための手段及び作用］本発明によれば
、従来のカスケード電流増幅器よりも相互接続の少ない
電流増幅器を提供できる．この電流増幅器は、第１１！
流ミラー段と、ｆＪ２１ｌ！流ミラー段とを具えている
．第１電流ミラー段は、入力端が増幅器ベース端に結合
して入力電流を受け、出力端が増幅器コレクタ端に結合
し、１対のエミッタ端を有する電流ミラーを有する．ま
た、第２ｔ流ミラー段は、第１電流ミラー段の各エミッ
タ端に対応した２Ｉ１の電流ミラーを有しており，これ
ら２個の電流ミラーの各々の入力端は、第１電流ミラー
段の電流ミラーのエミッタ端の１つに夫々結合している
．第２電流ミラー段の２つの電流出力端は、増幅器コレ
クタ端に結合しており、電流利得を与える．１！流ミラ
ー段を更に付加して、電流利得を増加できる。この場合
、付加する各電流ミラー段は、前段の電流ミラー段の各
エミッタ端に対応する電流ミラーを具えている。この各
電流ミラーは、入力端が前段のエミッタ端の１つに結合
し、出力端が増幅器コレクタ端に結合し、１対のエミッ
タ端を有している。なお、最終電流ミラー段のエミッタ
端は、増幅器エミッタ端に結合している． 本発明の上述及びその他の目的は、以下の説明及び添付
図より明らかになろう。なお、以下の実施例は、本発明
を限定するものではなく、当業者が本発明を理解するた
めのものである．［実施例］ 第１図は、本発明の電流増幅器の原理的な回路図である
．この回路図でのトランジスタは、等しい大きさである
が、その他の電気的特性は、第６図の電流案ラー増幅器
と同じである。よって、第６図の２倍の大きさのトラン
ジスタ２４を単一の大きさのトランジスタ２４ａ及び２
４ｂに置き換え、同様に、２倍の大きさのトランジスタ
２６を単一の大きさのトランジスタ２６ａ及び２６ｂに
置き換える．等しい領域の素子を用いて電流ミラー増幅
器を最構成すると、点線１５で示した接続が不要になる
ことが明かであろう．なお、点線１５は、トランジスタ
２４ａの結合したコレクタ及びベースとトランジスタ２
４ｂの結合したコレクタ及びベースとの間の不要な接続
を示すと共に、トランジスタ２６ａのコレクタ及びトラ
ンジスタ２６ｂのコレクタ間の不要な接続を示している
．点線１５を除去し、トランジスタｌ６、１８、２ ４
ａ， ２ ４ ｂ， ２ ６ ａ及び２６ｂの大
きさが等しいと仮定すると、第１図は、電流利得が３の
本発明による電流増幅器の第１実施例となる．この電流
増幅器は、入力電流を受ける増幅器ベ一ス端１０と、ト
ランジスタ１８、２６ａ及び２６ｂのコレクタからの分
担電流を加算する増幅器コレクタ端１２とを具えている
。第ｉｔ流ミラーは、増幅器ベース端１０に結合され、
この電流ミラーの入力端を形成する相互接続のベース及
びコレクタを有する入力トランジスタｌ６を具えている
．この第１電流ミラーは、出力バイボーラ・トランジス
タ１８を含んでおり、このトランジスタ１８のベースは
、入力トランジスタ１６のベースに結合され、コレクタ
は、増幅器コレクタ端ｌ２に結合された電流ミラーの出
力端を形成する．第２電流ミラーは、入力トランジスタ
２４ａ及び出力トランジスタ２６ａを含んでおり、第３
１！流ミラーは入力トランジスタ２４ｂ及び出力トラン
ジスタ２６ｂを含んでいる．第２電流ミラーの入力端は
、トランジスタ２４ａの結合したコレクタ及びベースで
あり、また、出力端は、トランジスタ２６ａのコレクタ
である．第３電流ミラーの入力端は、トランジスタ２４
ｂの結合したコレクタ及びベースであり、また、出力端
は、トランジスタ２６ｂのコレクタである．第２電流ミ
ラーの一人力端は、トランジスタｌ６のエミッタ端に結
合し、出力端は、増幅器コレクタ端ｌ２に結合し、１対
のエミッタ端は、増幅器エミッタ端１４に結合する．第
３電流ミラーの入力端は、トランジスタ１８のエミッタ
端に結合し、出力端は、増幅器コレクタ端ｌ２に結合し
、１対のエミッタ端は、増幅器エミッタ端ｌ４に結合す
る． 第１図に示す電流増幅器の利得は、３である．１単位の
電流が増幅器ベース端１０に流れると仮定すると、１単
位の電流がトランジスタｌ８のコレクタに流れる．１単
位の電流は、トランジスタ１６及びｌ８の夫々のエミッ
タに流れ、トランジスタ２６ａ及び２６ｂのコレクタに
１単位の電流を発生する．増幅器コレクタ端ｌ２にて、
３単位の電流が加算される． 本発明による電流増幅器の他の実施例を第２図に示す．
この実施例は、′ ３つのカスケード接統部分、即ち、
電流ミラー段を有しており、その利得は７である．この
電流増幅器は、増幅器ベース端１０と、増幅器コレクタ
端ｌ２とを具えている．，第１電流ミラー段は、トラン
ジスタ１６及び１８を具えており、その入力端は増幅器
ベース端ｌＯに結合され、その出力端は増幅器コレクタ
端ｌ２に結合され、１対のエミツタ端を具えている．第
２電流段は、第１電流段の各エミツタ端に対応する電流
ミラーを含んでいる，２｛［の電流ミラーは、トランジ
スタ２４ａ及び２６ａと、トランジスタ２４ｂ及び２６
ｂとを含んでいる．各電流ミラー人力端は、第１電流ミ
ラー段の電流ミラーのエミッタ端の１つ、即ち、トラン
ジスタｌ６及びｌ８のエミッタ端に夫々結合している．
各電流ミラーの出力端は、増幅器コレクタ端ｌ２に結合
している． 第２図より、一層大きな利得が望ましいならば、後段に
電流ミラーを付加できることが判る．電流ミラーの最終
段は、Ｎ番目の電流ミラー段となる．なお、Ｎは、３以
上の整数である．したがって、Ｎ番目の電流ミラー段は
、Ｎ−１番目の電流ミラー段の各エミッタ端に対応する
電流ミラーを含んでおり、この電流ミラーの各々の入力
端は、Ｎ−１番目の電流ミラー段のエミッタ端の１つに
結合され、出力端は、増幅器コレクタ端１２に結合され
、ｌ対のエミッタ端は、増幅器エミッタ端ｌ４に結合さ
れている。よって、Ｎ番目の電流ミラー即ち、第３電流
ミラー段の入力端は、トランジスタ３０ａ、３０ｂ，３
４ａ及び３４ｂの結合したベース及びコレクタであり、
これら入力端は、Ｎ一１番目、即ち第２１ｔ流ミラー段
のトランジスタ２６８、２４ａ、２４ｂ及び２６ｂのエ
ミッタ端に夫々結合されている．同様に、Ｎ番目、即ち
第３ｌｌ流ミラー段の電流ミラーの出力端は、トランジ
スタ２ ８ ａ， ２ ８ ｂ， ３ ２ ａ及び
３２ｂのコレクタであり、これら出力端は、増幅器コレ
クタ端ｌ２に結合されている。なお、各電流は、前段の
電流ミラー段からの出力と加算される。
の回路には、不必要な接続がある。その結果、最善の周
波数応答が得られず、集積同路又は回路基板のレイアウ
トが難しい。また、使用する素子が正確に一致していな
いと、電位電流が集中してしまう．したがって、周波数
応答が最適で、レイアウトが簡単で、１！流の集中が減
少でき、相互接続を少なくした階層電流増幅器が望まれ
ている． したがって、本発明の目的の１つは、従来のカスケード
電流ミラー増幅器よりも周波数応答が改善された電流増
幅器の提供にある． 本発明の他の目的は、レイアウトが簡単で、必要とする
クロスオーバの数を減らした電流増幅器の提供にある． 本発明の更に他の目的は、大きさの等しい素子を用い、
電流集中の影響を最低にした電流増幅器の提供にある． ［課題を解決するための手段及び作用］本発明によれば
、従来のカスケード電流増幅器よりも相互接続の少ない
電流増幅器を提供できる．この電流増幅器は、第１１！
流ミラー段と、ｆＪ２１ｌ！流ミラー段とを具えている
．第１電流ミラー段は、入力端が増幅器ベース端に結合
して入力電流を受け、出力端が増幅器コレクタ端に結合
し、１対のエミッタ端を有する電流ミラーを有する．ま
た、第２ｔ流ミラー段は、第１電流ミラー段の各エミッ
タ端に対応した２Ｉ１の電流ミラーを有しており，これ
ら２個の電流ミラーの各々の入力端は、第１電流ミラー
段の電流ミラーのエミッタ端の１つに夫々結合している
．第２電流ミラー段の２つの電流出力端は、増幅器コレ
クタ端に結合しており、電流利得を与える．１！流ミラ
ー段を更に付加して、電流利得を増加できる。この場合
、付加する各電流ミラー段は、前段の電流ミラー段の各
エミッタ端に対応する電流ミラーを具えている。この各
電流ミラーは、入力端が前段のエミッタ端の１つに結合
し、出力端が増幅器コレクタ端に結合し、１対のエミッ
タ端を有している。なお、最終電流ミラー段のエミッタ
端は、増幅器エミッタ端に結合している． 本発明の上述及びその他の目的は、以下の説明及び添付
図より明らかになろう。なお、以下の実施例は、本発明
を限定するものではなく、当業者が本発明を理解するた
めのものである．［実施例］ 第１図は、本発明の電流増幅器の原理的な回路図である
．この回路図でのトランジスタは、等しい大きさである
が、その他の電気的特性は、第６図の電流案ラー増幅器
と同じである。よって、第６図の２倍の大きさのトラン
ジスタ２４を単一の大きさのトランジスタ２４ａ及び２
４ｂに置き換え、同様に、２倍の大きさのトランジスタ
２６を単一の大きさのトランジスタ２６ａ及び２６ｂに
置き換える．等しい領域の素子を用いて電流ミラー増幅
器を最構成すると、点線１５で示した接続が不要になる
ことが明かであろう．なお、点線１５は、トランジスタ
２４ａの結合したコレクタ及びベースとトランジスタ２
４ｂの結合したコレクタ及びベースとの間の不要な接続
を示すと共に、トランジスタ２６ａのコレクタ及びトラ
ンジスタ２６ｂのコレクタ間の不要な接続を示している
．点線１５を除去し、トランジスタｌ６、１８、２ ４
ａ， ２ ４ ｂ， ２ ６ ａ及び２６ｂの大
きさが等しいと仮定すると、第１図は、電流利得が３の
本発明による電流増幅器の第１実施例となる．この電流
増幅器は、入力電流を受ける増幅器ベ一ス端１０と、ト
ランジスタ１８、２６ａ及び２６ｂのコレクタからの分
担電流を加算する増幅器コレクタ端１２とを具えている
。第ｉｔ流ミラーは、増幅器ベース端１０に結合され、
この電流ミラーの入力端を形成する相互接続のベース及
びコレクタを有する入力トランジスタｌ６を具えている
．この第１電流ミラーは、出力バイボーラ・トランジス
タ１８を含んでおり、このトランジスタ１８のベースは
、入力トランジスタ１６のベースに結合され、コレクタ
は、増幅器コレクタ端ｌ２に結合された電流ミラーの出
力端を形成する．第２電流ミラーは、入力トランジスタ
２４ａ及び出力トランジスタ２６ａを含んでおり、第３
１！流ミラーは入力トランジスタ２４ｂ及び出力トラン
ジスタ２６ｂを含んでいる．第２電流ミラーの入力端は
、トランジスタ２４ａの結合したコレクタ及びベースで
あり、また、出力端は、トランジスタ２６ａのコレクタ
である．第３電流ミラーの入力端は、トランジスタ２４
ｂの結合したコレクタ及びベースであり、また、出力端
は、トランジスタ２６ｂのコレクタである．第２電流ミ
ラーの一人力端は、トランジスタｌ６のエミッタ端に結
合し、出力端は、増幅器コレクタ端ｌ２に結合し、１対
のエミッタ端は、増幅器エミッタ端１４に結合する．第
３電流ミラーの入力端は、トランジスタ１８のエミッタ
端に結合し、出力端は、増幅器コレクタ端ｌ２に結合し
、１対のエミッタ端は、増幅器エミッタ端ｌ４に結合す
る． 第１図に示す電流増幅器の利得は、３である．１単位の
電流が増幅器ベース端１０に流れると仮定すると、１単
位の電流がトランジスタｌ８のコレクタに流れる．１単
位の電流は、トランジスタ１６及びｌ８の夫々のエミッ
タに流れ、トランジスタ２６ａ及び２６ｂのコレクタに
１単位の電流を発生する．増幅器コレクタ端ｌ２にて、
３単位の電流が加算される． 本発明による電流増幅器の他の実施例を第２図に示す．
この実施例は、′ ３つのカスケード接統部分、即ち、
電流ミラー段を有しており、その利得は７である．この
電流増幅器は、増幅器ベース端１０と、増幅器コレクタ
端ｌ２とを具えている．，第１電流ミラー段は、トラン
ジスタ１６及び１８を具えており、その入力端は増幅器
ベース端ｌＯに結合され、その出力端は増幅器コレクタ
端ｌ２に結合され、１対のエミツタ端を具えている．第
２電流段は、第１電流段の各エミツタ端に対応する電流
ミラーを含んでいる，２｛［の電流ミラーは、トランジ
スタ２４ａ及び２６ａと、トランジスタ２４ｂ及び２６
ｂとを含んでいる．各電流ミラー人力端は、第１電流ミ
ラー段の電流ミラーのエミッタ端の１つ、即ち、トラン
ジスタｌ６及びｌ８のエミッタ端に夫々結合している．
各電流ミラーの出力端は、増幅器コレクタ端ｌ２に結合
している． 第２図より、一層大きな利得が望ましいならば、後段に
電流ミラーを付加できることが判る．電流ミラーの最終
段は、Ｎ番目の電流ミラー段となる．なお、Ｎは、３以
上の整数である．したがって、Ｎ番目の電流ミラー段は
、Ｎ−１番目の電流ミラー段の各エミッタ端に対応する
電流ミラーを含んでおり、この電流ミラーの各々の入力
端は、Ｎ−１番目の電流ミラー段のエミッタ端の１つに
結合され、出力端は、増幅器コレクタ端１２に結合され
、ｌ対のエミッタ端は、増幅器エミッタ端ｌ４に結合さ
れている。よって、Ｎ番目の電流ミラー即ち、第３電流
ミラー段の入力端は、トランジスタ３０ａ、３０ｂ，３
４ａ及び３４ｂの結合したベース及びコレクタであり、
これら入力端は、Ｎ一１番目、即ち第２１ｔ流ミラー段
のトランジスタ２６８、２４ａ、２４ｂ及び２６ｂのエ
ミッタ端に夫々結合されている．同様に、Ｎ番目、即ち
第３ｌｌ流ミラー段の電流ミラーの出力端は、トランジ
スタ２ ８ ａ， ２ ８ ｂ， ３ ２ ａ及び
３２ｂのコレクタであり、これら出力端は、増幅器コレ
クタ端ｌ２に結合されている。なお、各電流は、前段の
電流ミラー段からの出力と加算される。
第２図の電流ミラーにおいて、第１図の電流増幅器と同
様に、多くの不要な接続が除去されている．よって、ト
ランジスタ２４ａ及び２６ａと、２４ｂ及び２６ｂのエ
ミッタ電流は、第６図に示すカスケード電流ミラーの場
合と同様には加算はされずに、次段の電流ミラーの入力
として用いられる。不要な接続を除いた結果、回路の帯
域幅が増加する．高周波数において、コレクタ・ベース
間容量、その他トランジスタの規制抵抗及び容量や、他
の要因により、独立した電流ミラーのエミッタ電流の位
相が、他の電流ミラーに対してシフトすることが判る．
これにより、加算したエミッタ電流の高周波成分に部分
的なキャンセルが生じて、帯域幅が減少する。第６図の
回路に示す方法で、電流ミラーを順次カスケードにする
と、この帯域幅損失が増加する。本発明による電流増輻
器はエミッタ電流に対して独立した電流路を用いている
ので、高周波電流での減衰が減少する。
様に、多くの不要な接続が除去されている．よって、ト
ランジスタ２４ａ及び２６ａと、２４ｂ及び２６ｂのエ
ミッタ電流は、第６図に示すカスケード電流ミラーの場
合と同様には加算はされずに、次段の電流ミラーの入力
として用いられる。不要な接続を除いた結果、回路の帯
域幅が増加する．高周波数において、コレクタ・ベース
間容量、その他トランジスタの規制抵抗及び容量や、他
の要因により、独立した電流ミラーのエミッタ電流の位
相が、他の電流ミラーに対してシフトすることが判る．
これにより、加算したエミッタ電流の高周波成分に部分
的なキャンセルが生じて、帯域幅が減少する。第６図の
回路に示す方法で、電流ミラーを順次カスケードにする
と、この帯域幅損失が増加する。本発明による電流増輻
器はエミッタ電流に対して独立した電流路を用いている
ので、高周波電流での減衰が減少する。
市販の２Ｎ３９０４型トランジスタのコンピュータ・モ
デルを用いた回路シミュレーションにより、電流＃幅器
の高周波応答を確認できた６ このコンピュータ・シミ
ュレーションにより、電流増幅器の周波数応答が、従来
の電流ミラーやカスケード電流増幅器よりも優れている
ことが確認できた．以下の表は、第４及び第５図に示す
従来の電流増幅器、第６図に示す加算カスケード電流増
幅器、 第１〜第３図に示す本発明による電流増幅器に
おける３ｄＢ周波数対電流利得を示すコンピュータ・シ
ミュレーションの結果である．従来の電流増幅器： 利得３： ８３，２ＭＨｚ 加算カスケード電流増幅器： 利得３： １２４Ｍ．Ｈｚ 本発明の電流増幅器： 利得３： １２８ＭＨｚ 従来の電流増幅器： 利得７： ４２，４ＭＨ 加算カスケード電流増幅器二 利得７： ９５．５ＭＨ 本発明の電流増幅器： 利得７： ｌ０２ＭＨｚ 従来の電流増幅器： 利得１５： ２２．４ＭＨｚ 加算カスケード電流増幅器： 利得１５： ７７．６ＭＨｚ 本発明の電流増幅器： 利得１５： ８４．６ＭＨｚ 本発明の更に他の特徴は、集積回路又はディスクリート
形式のいずれにおいても、レイアウトが訪単なことであ
る．余分なエミッタ電流を加算せずに、等しい大きさの
素子を用いているので、グロスオーバの必要がなくなり
、レイアウトが簡単になる．本発明では、等しい大きさ
の素子を用いることにより、使用するディスクリート・
トランジスタが安価なものでよい。しかし、本発明でな
ければ、高価なパワー素子や集積回路を、高価な冷却手
段と共に用いなければならない点に留意されたい． 本発明の他の利点は、第５図に示す従来の電流ミラーで
の電流集中を減らせることである，Ｎ＋？個（Ｎは電流
ミラーの利得）の素子の代わりに、わずか２個の素子の
特性を一致させるのみでよいので、電流集中の問題がな
くなる．電流集中を減らす１つの方法は、電流ミラーの
最終段の総べてのトランジスタと増幅器エミッタ端ｌ４
との間にエミッタ安定抵抗器を付加することである．第
５図の従来回路では、総べての素子を安定化しなければ
ならないが、第３図に示す本発明による電流増幅器では
、わずかＭ／２＋１個（Ｍは、回路内の素子の総数）の
素子のみを安定化させればよいことに留意されたい。よ
って、トランジスタ２６ａ，２４ａ、２４ｂ及び２６ｂ
のエミッタ及び増幅器エミッタ端１４間に、エミッタ安
定化抵抗器３ ６ ａ， ３ ８ ａ， ３ ８
ｂ及び３６ｂを直列に挿入する． 本発明の好適な実施例について上述したが、当業者には
、本発明の要旨を逸脱することなく、種々の変形変更が
可能なことが明かであろう．例えば、トランジスタは、
適切なバイアスを用いるならば、集積回路や、ディスク
リートや、ＰＮＰや、ＮＰＮや、エンハンスメント・ゲ
ートＦＥＴの如き他の３端素子でもよい．さらに、本発
明を２つのトランジスタ電流ミラーの階層構造で構成す
るならば、任意の形式の電流ミラー 例えば、ワイドラ
ー電流ミラー、ウィルソン電流ミラー 又はベース電流
補償電流ミラーを用いてもよい。また、増幅器エミッタ
端ｌ４を接地しても、電圧源又は他の回路ノードに結合
してもよいし、電圧出力端として用いてもよい． ［発明の効果］ したがって、本発明の電流増幅器によれば、従来のカス
ケード電流ミラー増幅器よりも周波数応答を改善でき、
レイアウトが簡単になり、必要とするグロスオーバの数
を減らせる。また、大きさの等しい素子を用い、電流の
集中の影響を最低にできる．
デルを用いた回路シミュレーションにより、電流＃幅器
の高周波応答を確認できた６ このコンピュータ・シミ
ュレーションにより、電流増幅器の周波数応答が、従来
の電流ミラーやカスケード電流増幅器よりも優れている
ことが確認できた．以下の表は、第４及び第５図に示す
従来の電流増幅器、第６図に示す加算カスケード電流増
幅器、 第１〜第３図に示す本発明による電流増幅器に
おける３ｄＢ周波数対電流利得を示すコンピュータ・シ
ミュレーションの結果である．従来の電流増幅器： 利得３： ８３，２ＭＨｚ 加算カスケード電流増幅器： 利得３： １２４Ｍ．Ｈｚ 本発明の電流増幅器： 利得３： １２８ＭＨｚ 従来の電流増幅器： 利得７： ４２，４ＭＨ 加算カスケード電流増幅器二 利得７： ９５．５ＭＨ 本発明の電流増幅器： 利得７： ｌ０２ＭＨｚ 従来の電流増幅器： 利得１５： ２２．４ＭＨｚ 加算カスケード電流増幅器： 利得１５： ７７．６ＭＨｚ 本発明の電流増幅器： 利得１５： ８４．６ＭＨｚ 本発明の更に他の特徴は、集積回路又はディスクリート
形式のいずれにおいても、レイアウトが訪単なことであ
る．余分なエミッタ電流を加算せずに、等しい大きさの
素子を用いているので、グロスオーバの必要がなくなり
、レイアウトが簡単になる．本発明では、等しい大きさ
の素子を用いることにより、使用するディスクリート・
トランジスタが安価なものでよい。しかし、本発明でな
ければ、高価なパワー素子や集積回路を、高価な冷却手
段と共に用いなければならない点に留意されたい． 本発明の他の利点は、第５図に示す従来の電流ミラーで
の電流集中を減らせることである，Ｎ＋？個（Ｎは電流
ミラーの利得）の素子の代わりに、わずか２個の素子の
特性を一致させるのみでよいので、電流集中の問題がな
くなる．電流集中を減らす１つの方法は、電流ミラーの
最終段の総べてのトランジスタと増幅器エミッタ端ｌ４
との間にエミッタ安定抵抗器を付加することである．第
５図の従来回路では、総べての素子を安定化しなければ
ならないが、第３図に示す本発明による電流増幅器では
、わずかＭ／２＋１個（Ｍは、回路内の素子の総数）の
素子のみを安定化させればよいことに留意されたい。よ
って、トランジスタ２６ａ，２４ａ、２４ｂ及び２６ｂ
のエミッタ及び増幅器エミッタ端１４間に、エミッタ安
定化抵抗器３ ６ ａ， ３ ８ ａ， ３ ８
ｂ及び３６ｂを直列に挿入する． 本発明の好適な実施例について上述したが、当業者には
、本発明の要旨を逸脱することなく、種々の変形変更が
可能なことが明かであろう．例えば、トランジスタは、
適切なバイアスを用いるならば、集積回路や、ディスク
リートや、ＰＮＰや、ＮＰＮや、エンハンスメント・ゲ
ートＦＥＴの如き他の３端素子でもよい．さらに、本発
明を２つのトランジスタ電流ミラーの階層構造で構成す
るならば、任意の形式の電流ミラー 例えば、ワイドラ
ー電流ミラー、ウィルソン電流ミラー 又はベース電流
補償電流ミラーを用いてもよい。また、増幅器エミッタ
端ｌ４を接地しても、電圧源又は他の回路ノードに結合
してもよいし、電圧出力端として用いてもよい． ［発明の効果］ したがって、本発明の電流増幅器によれば、従来のカス
ケード電流ミラー増幅器よりも周波数応答を改善でき、
レイアウトが簡単になり、必要とするグロスオーバの数
を減らせる。また、大きさの等しい素子を用い、電流の
集中の影響を最低にできる．
第１図は、本発明による電流増幅器の第１実施例の回路
図、 第２図は、本発明による電流増幅器の第２実施例の回路
図、 第３図は、本発明による電流増幅器の第３実施例の回路
図、 第４図は、従来の電流ミラーの回路図、第５図は、電流
利得が３である従来の電流ミラーの回路図、 第６図は、電流利得が３で、周波数数応答を改善した従
来のカスケード電流ミラーの回路図である． ｌＯ：増幅器ベース端 １２：増幅器コレクタ端 １４：増幅器エミッタ端
図、 第２図は、本発明による電流増幅器の第２実施例の回路
図、 第３図は、本発明による電流増幅器の第３実施例の回路
図、 第４図は、従来の電流ミラーの回路図、第５図は、電流
利得が３である従来の電流ミラーの回路図、 第６図は、電流利得が３で、周波数数応答を改善した従
来のカスケード電流ミラーの回路図である． ｌＯ：増幅器ベース端 １２：増幅器コレクタ端 １４：増幅器エミッタ端
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力端が増幅器ベース端に結合され、出力端が増幅器コ
レクタ端に結合され、第１及び第２エミッタ端を有する
第１電流ミラーと、 入力端が上記第１電流ミラーの第１エミッタ端に結合さ
れ、出力端が上記増幅器コレクタ端に結合され、１対の
エミッタ端が増幅器エミッタ端に結合された第２電流ミ
ラーと、 入力端が上記第１電流ミラーの第２エミッタ端に結合さ
れ、出力端が上記増幅器コレクタ端に結合され、１対の
エミッタ端が上記増幅器エミッタ端に結合された第３電
流ミラーとを具えた電流増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US384388 | 1989-07-25 | ||
| US07/384,388 US4910480A (en) | 1989-07-25 | 1989-07-25 | Hierarchical current amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0357310A true JPH0357310A (ja) | 1991-03-12 |
| JPH0578204B2 JPH0578204B2 (ja) | 1993-10-28 |
Family
ID=23517130
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2196059A Granted JPH0357310A (ja) | 1989-07-25 | 1990-07-24 | 電流増幅器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4910480A (ja) |
| JP (1) | JPH0357310A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2003091977A1 (ja) * | 2002-04-26 | 2005-09-02 | 東芝松下ディスプレイテクノロジー株式会社 | Ｅｌ表示パネルのドライバ回路 |
| JP2007226258A (ja) * | 2002-04-26 | 2007-09-06 | Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd | Ｅｌ表示パネルのドライバ回路 |
| JP2007233398A (ja) * | 2002-04-26 | 2007-09-13 | Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd | Ｅｌ表示パネルの駆動方法 |
| JP2007256958A (ja) * | 2002-04-26 | 2007-10-04 | Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd | Ｅｌ表示パネルの駆動方法 |
| US7561147B2 (en) | 2003-05-07 | 2009-07-14 | Toshiba Matsushita Display Technology Co., Ltd. | Current output type of semiconductor circuit, source driver for display drive, display device, and current output method |
| US7817149B2 (en) | 2002-04-26 | 2010-10-19 | Toshiba Matsushita Display Technology Co., Ltd. | Semiconductor circuits for driving current-driven display and display |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5510745A (en) * | 1987-07-29 | 1996-04-23 | Fujitsu Limited | High-speed electronic circuit having a cascode configuration |
| US4947103A (en) * | 1989-09-13 | 1990-08-07 | Motorola, Inc. | Current mirror have large current scaling factor |
| JP2518068B2 (ja) * | 1989-11-17 | 1996-07-24 | 日本電気株式会社 | 電流切換回路 |
| IT1248607B (it) * | 1991-05-21 | 1995-01-19 | Cons Ric Microelettronica | Circuito di pilotaggio di un transistore di potenza con una corrente di base funzione predeterminata di quella di collettore |
| TW236047B (ja) * | 1992-12-21 | 1994-12-11 | Philips Electronics Nv | |
| US5864228A (en) * | 1997-04-01 | 1999-01-26 | National Semiconductor Corporation | Current mirror current source with current shunting circuit |
| US6157259A (en) * | 1999-04-15 | 2000-12-05 | Tritech Microelectronics, Ltd. | Biasing and sizing of the MOS transistor in weak inversion for low voltage applications |
| CN1820295A (zh) * | 2003-05-07 | 2006-08-16 | 东芝松下显示技术有限公司 | El显示装置及其驱动方法 |
| US7215187B2 (en) * | 2004-07-23 | 2007-05-08 | The Hong Kong University Of Science And Technology | Symmetrically matched voltage mirror and applications therefor |
| US20070126667A1 (en) * | 2005-12-01 | 2007-06-07 | Toshiba Matsushita Display Technology Co., Ltd. | El display apparatus and method for driving el display apparatus |
| KR100965022B1 (ko) * | 2006-02-20 | 2010-06-21 | 도시바 모바일 디스플레이 가부시키가이샤 | Ｅｌ 표시 장치 및 ｅｌ 표시 장치의 구동 방법 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4647870A (en) * | 1983-03-30 | 1987-03-03 | Nec Corporation | Current mirror circuit with a large current ratio |
-
1989
- 1989-07-25 US US07/384,388 patent/US4910480A/en not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-07-24 JP JP2196059A patent/JPH0357310A/ja active Granted
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2003091977A1 (ja) * | 2002-04-26 | 2005-09-02 | 東芝松下ディスプレイテクノロジー株式会社 | Ｅｌ表示パネルのドライバ回路 |
| JPWO2003091978A1 (ja) * | 2002-04-26 | 2005-09-02 | 東芝松下ディスプレイテクノロジー株式会社 | Ｅｌ表示パネルの駆動方法 |
| JP2007226258A (ja) * | 2002-04-26 | 2007-09-06 | Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd | Ｅｌ表示パネルのドライバ回路 |
| JP2007233398A (ja) * | 2002-04-26 | 2007-09-13 | Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd | Ｅｌ表示パネルの駆動方法 |
| JP2007256958A (ja) * | 2002-04-26 | 2007-10-04 | Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd | Ｅｌ表示パネルの駆動方法 |
| US7817149B2 (en) | 2002-04-26 | 2010-10-19 | Toshiba Matsushita Display Technology Co., Ltd. | Semiconductor circuits for driving current-driven display and display |
| US7561147B2 (en) | 2003-05-07 | 2009-07-14 | Toshiba Matsushita Display Technology Co., Ltd. | Current output type of semiconductor circuit, source driver for display drive, display device, and current output method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4910480A (en) | 1990-03-20 |
| JPH0578204B2 (ja) | 1993-10-28 |
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