JPH0360201B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はラジオ、テレビの送信機や受信機、お
よびその他通信機全般に用いることができる同調
器に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、ラジオやテレビの放送電波や通信機の通
信電波の数が増加しており、受信を希望する電波
の周波数選択をする同調器の性能においては、高
い安定性と信頼性が必要とされている。一方、同
調器を設置するそれら受信機、送信機や通信機の
製造コストの低減も大きな課題であり、特に合理
化が困難な高周波部の同調回路部品について抜本
的な新技術の開発が特に必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の同調器について
説明する。第１図は基本的な同調回路であり、１
はインダクタ、２はキヤパシタである。そして、
それらインダクタ１とキヤパシタ２からなる並列
共振回路３にて構成される同調器は、従来におい
ては第２図もしくは第３図に示すような部品によ
る構成で実現されていた。すなわち第２図に示す
ようにインダクタ部品４とキヤパシタ部品５のそ
れぞれ別個の部品が回路導体６および７によつて
接続されて同調器を構成していた。また第３図に
示すような別の方法として、板状の誘電体８の表
面に平面インダクタ９を設置して、更に対向する
電極１０および１１それぞれよりなるキヤパシタ
１２を設置し、それぞれ別個のインダクタ９とキ
ヤパシタ１２が回路導体１３および１４によつて
接続されて同調器を構成していた。

しかしながら上記のような構成においては 第２図に示すものはインダク部品４が他の部
品と比較してサイズが大きく、特に高さ寸法が
非常に大きいことが原因して機器の小型化と薄
型化の実現を阻害していた。さらにインダクタ
部品のコイルに挿入されているフエライト材の
コアは機械的振動によつてその設定位置の変動
が発生し、それによつて同調周波数が非常に大
きく変動していた。またそのフエライト材のコ
アにおける透磁率μの温度依存性の大きいこと
が原因してインダクタンスが不安定であり、そ
れによつても同調周波数が大きく変動してい
た。それと同時に同調Ｑも影響を受けて大きく
変動していた。さらに同調周波数を設定目標値
に安定確保するために、それぞれの部品を定め
られた設定位置に高い精度で設置する必要があ
り、特に高周波同調器として量産する場合には
その設置精度の確保が困難であり、それによつ
て同調周波数が設定目標値から大きく離れると
共に一定値に収れんさせることが不可能であ
り、その量産性に問題があつた。

第３図に示すものはインダクタおよびキヤパ
シタによる占有面積が大きく、それによつて機
器の小型化の実現を阻害していた。さらにそれ
ぞれの部品を構成するために機能する電極はイ
ンダクタ電極とキヤパシタを形成する対向電極
の少なくとも合計３個の機能電極が必要であ
り、導電率が高く従つてコストの高い電極材料
を多量に使用するため同調器の製造コストが高
くなり、それと共に省材料化を図ることが不可
能であつた。

第２図および第３図に示すものにおける共通
の問題点として、インダクタおよびキヤパシタ
はそれぞれ別個の部品として形成されたもので
あり、それぞれ設置された部品に対して長い経
路の回路導体を介して接続されるように構成さ
れていた。それによつて不要なリードインダク
タンスやストレーキヤパシタが多く発生し、そ
れによつて同調器の動作が不安定であると共に
初期の設計目標を実現することが困難であつ
た。従つて修正を含む設計作業に多くの時間を
費していた。またそれぞれの同調器は独立した
最小機能単位の別個部品の集合回路であるた
め、既存の技術概念では部品点数の削減および
製造の合理化について対処することが不可能で
あつた。

それによつて同調器のコスト低減には限界があ
るなどの問題点を有していた。

発明の目的 本発明は、インダクタ部品とキヤパシタ部品を
一体化して構成することにあり、それによつて同
調器の形態を超薄型化および小型化し、さらに、
機械的にも安定で、同調周波数や同調Ｑの温度依
存性が小さく、接続リードの悪影響をなくして高
周波的に安定で、さらに部品点数を削減して製造
工程の合理化を可能にする同調器を提供すること
を目的とするものである。

発明の構成 上記目的を達成するために本発明は誘電体基板
を介して対向設置した電極それぞれのアース端子
または共通端子が逆方向側となるように設定した
構成であり、これにより一方の電極がインダクタ
として作用し、またこの電極の他方の電極が対向
して先端オープンの伝送路による分布定数回路を
形成し、この分布定数回路によつて発生する負リ
アクタンスによるキヤパシタを実現し、上記のイ
ンダクタと並列に作用するものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例における同調器について図
面を参照しながら説明する。

第４図は本発明の原理を示すための同調器の構
成を示すものである。第４図ａは同同調器の正面
図、ｂは同側面図、ｃは同裏面図を示す。第４図
ａ〜ｃにおいて１５はセラミツク等からなる板状
の誘電体であり、１６は誘電体１５の表面にイン
ダクタを形成する電極である。１７は誘電体１５
の裏面に電極１６と対向して設置された電極であ
り、電極１７は電極１６と相まつて分布定数回路
を形成しキヤパシタを形成する。１８は電極１６
のアース端子であり、１９は電極１６のオープン
端子である。一方、電極１７においては電極１６
の端子１８とは逆方向側の２０がアース端子であ
り、２１がオープン端子である。

第５図ａ〜ｃは本発明の原理を示すための他の
同調器の構成を示すものである。図において板状
の誘電体２２に対する電極２３と電極２４の設置
構成は第４図ａ〜ｃで説明した例と同様であるが
共通端子の位置が逆になつており、２５は電極２
３のオープン端子であり、２６は電極２３のアー
ス端子である。一方、２７が電極２４のアース端
子であり、２８が電極２４のオープン端子であ
る。

第６図ａ〜ｃは本発明の原理を示すためのさら
に他の同調器の構成を示すものである。図に示す
ように板状の誘電体２９の同一面に電極３０と電
極３１とを並設し、それぞれの電極３０，３１が
側面対向するように構成したものである。３２は
電極３０のアース端子であり、３３はオープン端
子である。一方、電極３１においては３４がオー
プン端子であり、３５は電極３１のアース端子で
ある。ここでそれぞれの電極３０，３１に対する
端子モードは第４図ａ〜ｃと第５図ａ〜ｃで説明
したようにアース端子とオープン端子がそれぞれ
逆方向側になるようにすれば任意に設定できる。

第７図ａ〜ｃは本発明の原理を示すための同調
器の構成を示すものである。板状の誘電体３６に
対する電極３７と電極３８の設置構成および端子
モードは第４図ａ〜ｃで説明した例と同様である
が、電極３７と電極３８との面積は同一でなく、
またそれぞれの電極３７，３８が部分的に対向す
るように設置した構成である。

第８図ａ〜ｃ〜第１０図ａ〜ｃは本発明の第１
〜第３の実施例における同調器の構成を示すもの
である。第８図における板状の誘電体３９に対す
る電極４０と電極４１の設置構成および端子モー
ド、第９図における板状の誘電体４２に対する電
極４３と電極４４の設置構成および端子モード、
および第１０図における誘電体４５に対する電極
４６と電極４７の設置構成および端子モードは第
４図ａ〜ｃで説明した例と同様であるが、それぞ
れの電極は少なくとも一ケ所以上の任意の屈曲角
と屈曲方向を示す屈曲部を有するものを用いる。

第１１図ａ〜ｃは本発明の第４の実施例におけ
る同調器の構成を示すものである。板状の誘電体
４８に対する電極４９と電極５０の設置構成およ
び端子モードは第４図で説明した例と同様である
が、それぞれの電極はスパイラル形状を有するも
のを用いる。

第１２図ａ〜ｃは本発明の原理図を示すための
同調器の構成を示すものである。板状の誘電体５
１に対する電極５２と電極５３の設置構成および
端子モードは第４図で説明した例と同様である
が、電極５３は電極５２の面積内に含まれた範囲
内で部分的に対向設置するように設置した構成で
ある。

第１３図ａ〜ｃは本発明の原理図を示すための
同調器の構成を示すものである。板状の誘電体５
４に対する電極５５と電極５６の設置構成および
端子モードは第４図で説明した例と同様である
が、それぞれの電極５５，５６は誘電体５４の内
部に設けられている。

第１４図ａ，ｂは本発明の第５の実施例におけ
る同調器の構成を示すものである。同筒状の誘電
体５７における内周部に電極５８が設置され、ま
た外周部に電極５９が電極５８と対向して設置さ
れるものである。そして、それぞれの電極５８お
よび５９のアース端子は互いに逆方向側となるよ
うに設定されている。ここで誘電体５７として円
筒形状のもの以外に角筒形状のものもしくはソレ
ノイド形状のものも使用することができる。

また第８図〜第１１図に示す実施例においては
屈曲部として任意の屈曲角を有する角弧状のパタ
ーンで形成したものを示したが、これとは別に屈
曲部として任意の曲率を有する円弧状のパターン
で形成した電極で構成してもよいことはいうまで
もない。

尚、第１３図に示す例において、両方の電極５
５，５６を誘電体５４の内部に設置せずに、任意
の片方の電極５５を誘電体５４の内部に設置し、
他方の電極５６を誘電体５４の表面に設置しても
よい。

以上それぞれの実施例において、それぞれの電
極におけるアース端子は特別にアース端子として
設定せずとも、一般的に共通端子として設定して
他の回路部（図示せず）に接続しても所要の目的
は達成することができる。また、それらアース端
子もしくは共通端子はそれぞれの電極における端
部のみに限定して設定されるものではなく、互い
に相異方向位置関係にあるそれぞれの部分に任意
に設定することができる。

上記のそれぞれにおいて、第４図および第５図
に示すものは簡単な電極パターンで構成すること
ができると共に高精度の電極パターンを容易に形
成することが可能である。それによつて設計目標
の同調周波数に対して極めて精度よく合致した同
調器を実現することができる。第６図に示すもの
は誘電体２９の片面のみで両電極３０，３１を形
成することができるので、製造プロセスを簡略化
することができ、さらに両電極３０，３１は同一
の電極形成プロセスにおいて形成処理できる。そ
れによつて電極相互間に設定精度が極めて高精度
に実現でき、設計目標の同調周波数に対して極め
て精度よく合致した同調器を構成することができ
る。第７図および第１２図に示すものは両電極の
パターンが完全に一致せずとも所要の目的の同調
器を実現できるものである。それによつて両電極
が対向する部分の長さおよび巾に依存して同調周
波数を任意に設定することができる同調器を実現
することが可能である。第８図〜第１１図に示す
ものは、同調器の占有面積が小さくても比較的大
きな分布インダクタと分布キヤパシタを形成する
ことが可能である。従つて比較的低い同調周波数
を有する小型の同調器が実現でき、同調器のスペ
ースフアクタを向上させることができる。第１３
図に示すものは多層回路基板の製造プロセスに導
入することができるものである。これによつて電
極５５，５６が誘電体５４の内部に設置されて外
部に露出することがないので、外部条件の変動に
よる影響を直接に受けることがない。従つて同調
器の同調周波数に影響を及ぼさないので、極めて
安定な性能を有する同調器を実現することができ
る。第１４図に示すものは第４図ないし第１３図
に示すものよりさらに同調器を小型化しても、よ
り充分大きなインダクタとキヤパシタを形成する
ことが可能である。従つて充分に低い同調周波数
を有する超小型の同調器を実現することができ
る。また、第１４図に示すものはこれを製造する
場合において、連続した円筒形状の誘電体５７に
電極５８，５９をそれぞれ連続して形成し、所要
の寸法長さで切断することによつて大量にかつ容
易に製造することが可能である。

なお、上記それぞれの実施例における伝送路電
極としては金属導体、プリント金属箔導体、厚膜
印刷導体、薄膜導体などを使用することができ、
また上記それぞれの導体を異種組み合わせて伝送
路電極を形成してもよい。一方、誘電体としては
アルミナセラミツク、チタバリ、プラスチツク、
テフロン（登録商標）、ガラス、マイカ、樹脂系
プリント回路基板などを用いることができる。

以上のように構成された本実施例の同調器につ
いて以下その動作を説明する。

第１５図ａ〜ｅは本発明の同調器における動作
を説明するための等価回路である。第１５図ａに
おいて、電気長ｌを有し、互いにアース端子を逆
方向側に設定したそれぞれの伝送路電極７０，７
１によつて形成される伝送路に対して、電圧ｅを
発生する信号源７２が伝送路電極７０に接続され
て信号を供給するものとする。そして、それによ
つて伝送路電極７０の先端におけるオープン端子
には進行波電圧e_Aが励起されるものとする。一
方、伝送路電極７１は上記の伝送路電極７０に近
接して対向設置もしくは並設されているので、相
互誘導作用によつて電圧が誘起される。その伝送
路電極７１の先端におけるオープン端子に誘起さ
れる進行波電圧をe_Bとする。

ここで伝送路電極７０および７１においてはそ
れぞれのアース端子が逆方向側に設定されている
ので、誘起される進行波電圧e_Bは励起する進行波
電圧e_Aに対して逆位相となる。そして、それぞれ
の進行波電圧e_Aおよびe_Bは伝送路の先端がオープ
ン状態であるので、伝送路電極７０および７１よ
り成る伝送路において電圧定在波を形成すること
になる。ここで伝送路電極７０における電圧定在
波の分布態様を示す電圧分布係数をＫで表わすも
のとすると、伝送路電極７１における電圧分布係
数は（１−Ｋ）で表わすことができる。

そこで次に、伝送路電極７０および７１におい
て任意の対向する部分において発生する電位差Ｖ
を求めると Ｖ＝Ke_A−（１−Ｋ）e_B ……(1) で表わすことができる。ここで、それぞれの伝送
路電極７０および７１が同じ電気長ｌであるとす
ると e_B＝−e_A ……(2) となり、それによつて第１式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A＋（１−Ｋ）e_A＝e_A ……(3) となる。すなわち伝送路電極７０と７１がそれぞ
れ対向する全ての部分において電位差Ｖを発生さ
せることができる。

ここで伝送路電極７０および７１はその電極巾
Ｗを有するものとし（電極の厚みは薄いものとす
る）、さらに誘電率ε_Sを有する誘電体を介して間
隔ｄで対向されているものとする。この場合にお
ける伝送路の単位長当りに形成するキヤパシタン
スC_Oは C_O＝Ｑ／Ｖ＝Ｑ／e_A ……(4) Ｑ＝ε_Oε_SＷ・Ｖ／ｄ＝ε_Oε_SＷ・e_A／ｄ……(5
) であり、故に C_O＝ε_Oε_SＷ／ｄ ……(6) となる。

従つて、第１５図ａに示す伝送路は、第１５図
ｂに示すような単位長当りにおいて第６式で求ま
るC_Oの分布キヤパシタ７３を含んだ伝送路とな
る。さらに、この伝送路は第１５図ｃに示すよう
に、伝送路の分布インダクタ成分および伝送路の
屈曲形状により発生する集中インダクタ成分それ
ぞれによる総合的に分布インダクタ７７および７
８と分布キヤパシタ７３よりなる分布定数回路と
等価に表わすことができる。

次に、この分布キヤパシタ７３の形成における
伝送路の電気長ｌとの関係について説明する。第
１６図ａに示すような平衡モード伝送路における
単位長当りの特性インピーダンスZ_Oは、第１６図
ｂに示す等価回路で表わすことができる。その特
性インピーダンスZ_Oは一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合は となる。本発明の同調器における実施例の多くは
この仮定を適用することができ、かつ説明の簡略
化のため以下第８式に示す特性インピーダンスZ_O
を用いる。第８式におけるキヤパシタンスC_Oは
第６式において求めた伝送路における単位当りの
キヤパシタンスC_Oと同じものである。すなわち
伝送路における単位長当りの特性インピーダンス
Z_OはキヤパシタンスC_Oの関数であり、それはま
たキヤパシタC_Oに関与する誘電体の誘電率ε_S、伝
送路電極の巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設
置間隔ｄの関数でもある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特
性インピーダンスがZ_Oで、その電気長がｌであ
り、かつ先端がオープン状態である伝送路の端子
に発生する等価リアクタンスＸは Ｘ＝−Z_Ocotθ ……(9) で表わすことができる。ここで θ＝2πｌ／λ ……(10) であり、特に θ＝Ｏ〜π／２ θ＝π〜３／４π ……（11） の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ ……（12） となる。すなわち伝送路の端子における等価リア
クタンスはキヤパシテイブリアクタンスとなり得
る。したがつて伝送路の電気長ｌによつてθが第
11式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌを
λ／４以下に設定することによりキヤパシタを形
成することができる。そして、その形成できるキ
ヤパシタのキヤパシタンスＣは で表わされるように、θの変化によつて、すなわ
ち伝送路の電気長ｌの設定によつて任意のキヤパ
シタンスＣを実現することができる。

以上第９式〜第13式において説明した伝送路の
動作態様について図に表わしたものが第１７図で
ある。第１７図では、先端がオープン状態の伝送
路において、その電気長ｌの変化に従つて端子に
発生する等価リアクタンスＸが変化する様子を表
わしている。第１７図から明らかなように、伝送
路の電気長ｌがλ／４以下もしくはλ／２〜
4λ／３などにおけるような場合には負の端子リ
アクタンスを形成することが可能であり、すなわ
ち等価的にキヤパシタを形成することができる。
さらに、負の端子リアクタンスを発生させる条件
において、伝送路の電気長ｌを任意に設定するこ
とによつて、キヤパシタンスＣを任意の値に実現
することが可能である。

このようにして形成されるキヤパシタＣは、第
１５図ｄにおいて示す集中定数キヤパシタ７９と
して等価的に置換することができる。そして、伝
送路に存在する分布インダクタ成分および伝送路
の屈曲形成によつて発生する集中インダクタ成分
それぞれの総合によつて形成されるインダクタ
は、集中定数インダクタ８０として等価的に置換
することができる。この第１５図ｄにおいてアー
ス端子を共通化して表わすと、明らかに最終的に
は第１５図ｅにおいて示すように、集中定数キヤ
パシタ７９および集中定数インダクタ８０より成
る並列共振回路と等価格になり、同調器を実現す
ることができる。以上において説明した構成と動
作により、本発明の同調器を実現するものである
が、本発明の同調器における構成とそれに係る動
作原理は従来の同調器におけるものとは全く異な
るものである。そこで、本発明による同調器が従
来の同調器もしくは本発明の同調器における伝送
路と同様のものを用いても他の構成にしたものそ
れぞれと比較して全く異なるものであることを証
明するために、従来の同調器もしくは他の伝送路
構成による同調器における構成および動作を次に
説明して対比する。それによつて本発明による同
調器との差異を明確にすると共に、本発明におけ
る同調器の新規性を明らかにする。

第１８図は、伝送路電極として例えば本発明に
おける同調器に用いるものと同様なもので形成し
ても、アース端子が互いに同方向側に設定されて
いる点が異なる場合の動作を示すものである。第
１８図ａにおいて伝送路電極８１および８２より
なる先端オープンの伝送路が、電圧ｅを発生する
信号源８３によつてドライブされているものとす
る。それによつて伝送路電極８１の先端における
オープン端子には定在波電圧e_Aが励起され、それ
と対向設置もしくは並設される伝送路電極８２の
先端におけるオープン端子には定在波電圧e_Bが誘
起されるものとする。ここで、それぞれの伝送路
電極８１および８２のアース端子は互いに同方向
側に設定されているので、それぞれの定在波電圧
e_Aとe_Bは互いに同位相となる。従がつて、伝送路
電極８１および８２におけるそれぞれの電圧分布
係数は同じＫを有することになる。それによつて
伝送路電極が対向する任意の部分における電位差
Ｖは Ke_A−Ke_B ……（14） となる。ここで、それぞれの伝送路電極８１およ
び８２の電気長が同じ長さであるとすると e_A＝e_B ……（15） となり、それによつて第14式における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B＝Ｏ ……（16） となる。すなわち伝送路のいずれの部分において
も電位差が発生しないことになる。第１８図ａに
おける信号源８３を伝送路端に置換節設定したも
のが第１８図ｂであり、電圧e′を発生する不平衡
信号源８４を設置したことと等価格になる。そし
てこの等価回路においては互いに電位差を有しな
い平行伝送路が存在するのみである。つまりこれ
は第１８図ｃに示すように、等価的に単なる一本
の伝送路電極８５が存在する場合と同一であるこ
とは明らかである。そして、信号源８３およびア
ース端子を第１８図ａに示したようにもとの回路
に等価置換することにより第１８図ｄに示すよう
になる。つまり伝送路の分布インダクタ成分およ
び伝送路の屈曲形状により発生する集中インダク
タ成分それぞれより成る等価的な集中定数インダ
クタ８６のみを形成するだけである。以上より明
らかなように、インダクタと並列にキヤパシタを
形成することができないので、目的とする並列共
振回路の同調器は実現することができない。

第１９図は、片側の伝送路電極として例えば本
発明の同調器におけるものと同じもので形成した
一般的なマイクロストリツプラインであるが、そ
の伝送路電極と対向する電極が充分に広いアース
となつている点が異なる場合の動作を示すもので
ある。第１９図ａにおいて伝送路電極８７が充分
に広いアース電極８８と対向し、電圧ｅを発生す
る信号源８９によつてドライブされ、伝送路の先
端におけるオープン端子に定在波電圧e_Aが励起さ
れるものとし、その電圧分布係数をＫとする。一
方、アース電極８８には仮想的に電圧分布係数Ｋ
を有する定在波電圧e_Bが発生するものと仮定する
と、伝送路電極８７とアース電極８８が対向する
任意の部分における電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A−Ke_B ……（17） で表わされる。しかし、アース電極８８における
定在波電圧e_Bは一様にアース電位（零電位）であ
り e_B＝Ｏ ……（18） となる。従つてアース電極８８には電圧分布係数
も存在しない。その結果、電位差Ｖは Ｖ＝Ke_A ……（19） となる。これによつて、伝送路電極８７とアース
電極８８の間に分布キヤパシタを形成することは
可能である。しかしながら、伝送路電極８７はア
ース電極８８と近設して対向しているため、相互
誘導作用によつて伝送路電極８７における両先端
がほとんどシヨート状態になつたものと等価にな
る。そのため伝送路電極８７におけるインダクタ
成分のＱ性能を著しく劣化させることになる。す
なわち、このマイクロストリツプラインは第１９
図ｂに示すように等価損失抵抗９０を含む集中定
数インダクタ９１および集中定数キヤパシタ９２
それぞれより成る並列共振回路を形成する。ここ
で等価損失抵抗９０は実際には相当大きな抵抗値
を有するものになるため、共振回路における損失
が非常に大きくなる。従つて、同調器としては明
らかにＱ性能が非常に低下したものしか実現でき
ず、実際的には実用に適するものではない。

第２０図は従来において最も多く使用されてい
るλ／４共振器の回路構成を示し、その伝送路に
おける先端条件および伝送路の長さの設定と、更
にアースの設定におけるそれぞれの点で本発明の
同調器と全く異なることを示すものである。第２
０図において平衡モード伝送路電極９３および９
４は、その電気長ｌが共振周波数におけるλ／４
に等しく設定され、かつ先端がシヨートされてい
る。そして電圧ｅを発生する平衡信号源９５によ
つて、それぞれの伝送路電極が平衡モードでドラ
イブされているものとする。アース端子は平衡信
号源９５の中性点に設定され、特に伝送路電極に
おけるいずれかの端子にアースを設定するもので
はない。この場合における伝送路の端子に発生す
る等価的な端子リアクタンスＸは、伝送路の特性
インピーダンスをZ_Oとすると Ｘ＝Z_Otanθ ……（20） となる。ここで特性インピーダンスZ_Oは第８式に
おいて示したものと同じものであり、またθにつ
いて第10式において示したものと同じものであ
る。この共振器では伝送路の電気長ｌを ｌ＝λ／４ ……（21） としているので θ＝π／２ ……（22） である。従つて第20式における端子リアクタンス
Ｘは Ｘ＝Z_Otanπ／２＝∞ ……（23） となり、等価的に並列共振特性を得ることができ
るものである。しかしながら、このλ／４共振器
における構成を本発明の同調器における構成と比
較すると、まず伝送路の端子条件についてみると
本発明の同調器においてはオープン状態であるの
に対して、従来のλ／４共振器においてはシヨー
ト状態であり、従つて端子条件において全く異な
る構成であることが明らかである。更に伝送路の
電気長ｌの設定についてみると、本発明の同調器
においては同調周波数のλ／４以下に設定するも
のであり実際的にはλ／16程度の非常に短いもの
に設定して構成するものであるが、従来のλ／４
共振器においては厳密に共振周波数のλ／４に設
定するものであり、従つて伝送路の電気長ｌの設
定において根本的に異なる構成であることも明ら
かである。また、構成における伝送路の電気長ｌ
の違いに起因して、両者において同一の同調周波
数もしくは共振周波数に設計しても、本発明の同
調器においては小型化することができるが、λ／
４共振器においては非常に長い伝送路を設ける必
要があり大型化する不都合があつた。従来のλ／
４共振器を小型化する目的で誘電率の非常に大き
な誘電体を介在させて伝送路の長さを短縮化した
ものもみられるが、それに用いる誘電率の高い誘
電体は一般に誘電体損失tanδが非常に大きく、従
つて共振器としてのＱ性能が著しく低下する不都
合があつた。更に、誘電率の高い誘電体における
誘電率の温度依存性は一般に大きく、従つて共振
周波数の安定性を確保することが困難である不都
合もあつた。

次に、本発明の同調器における性能の優秀性を
明らかにするために、従来の同調器における性能
と比較した実験結果を示して説明する。第２１図
は同調周波数の温度依存性を測定した実験結果を
表すグラフである。そして第２２は共振Ｑの温度
依存特性を測定した実験結果を表すグラフであ
る。第２１図および第２２図において、特性Ａは
本発明における同調器の温度依存性であり、誘電
体としてアルミナセラミツク材もしくは樹脂系プ
リント回路基板を使用した場合の実験結果であ
る。一方、特性Ｂは第２図において示すような、
従来において最も多く用いられていた同調器にお
ける温度依存特性である。これらの実験結果か
ら、本発明の同調器においては一般的な誘電体を
用いて構成したものでもその同調周波数は極めて
安定であり、更に共振Ｑが高く、かつ安定である
ことが明らかである。一方、従来の同調器におい
ては、インダクタを構成するフエライト材のコア
における透磁率μとＱの根本的な不安定性、およ
びコイル部分の膨張と収縮によるインダクタンス
の変化がそれぞれ原因して、同調周波数と共振Ｑ
の安定性を確保することが困難であつた。それに
よつて、他の温度補償部品もしくは他の自動安定
化補償回路を付加し不安定性を補つていた。

発明の効果 以上のように本発明は、誘電体を介して対向設
置した電極それぞれのアース端子または共通端子
が逆方向側となるように設定することにより、そ
れぞれの伝送路電極間において有効に電位差を発
生させ、それによつて分布キヤパシタを形成させ
ると共に、伝送路の分布定数インダクタおよび集
中定数インダクタよりなる総合的なインダクタと
並列に作用させて、等価的に並列共振回路を構成
して同調器を実現するようにしている。

伝送路として機能する２個の電極と１個の誘
電体だけにより極めて簡単な構成と簡単な製造
工法によつて、インダクタとキヤパシタを一体
化構成できる。それによつて、一個の部品とし
て扱うことが可能な同調器を実現することがで
きる。

同調器の形態を従来には全くみられない超薄
型で実現できると共に、小型化および軽量化を
も同時に実現することができるので、スペース
フアクタが飛躍的に向上する。それによつて、
本発明の同調器を実装する機器における薄型
化、小型化および軽量化に貢献できる。

同調器を機械的可動部分が全く存在しないモ
ジユール化した構成で実現できるので、周囲条
件の変動による同調周波数および共振Ｑの変動
を極めて小さくすることができる。特に機械的
振動に対して極めて安定な同調器を実現するこ
とができる。

誘電体として一般的なもの（アルミナセラミ
ツクもしくは樹脂系プリント回路基板）を用い
て構成しても、同調周波数および共振Ｑの温度
依存性が極めて安定な同調器を実現することが
できる。従つて、従来の同調器を設計する場合
において最も困難であつた部品個別の温度特性
の管理を行なう必要がなくなり、同調器の温度
特性における設計管理を極めて容易にすること
ができる。更に温度依存特性が安定であると共
に、前記の効果における機械的振動に対して
安定であることも含めて、同調器の安定性のみ
ならずこれを実装した機器の信頼性を飛躍的に
向上させることができる。

従来において多く用いられていたマイクロス
トリツプライン（第１９図に示すような誘電体
の片面に伝送路電極を形成し、他面に広いアー
ス電極を形成して構成する伝送路）による共振
器と比較して、アース電極が近接することによ
る損失を少なくできるので、充分に高い共振Ｑ
を有する同調器を実現することができる。

インダクタとキヤパシタが一体化して構成で
きるので、同調器に不要な接続リードを介在さ
せる必要がなくなり、接続リードによるリード
インダクタンスの発生やストレーキヤパシタの
発生などの不安定要素の介在を皆無にすること
ができる。それによつて、同調器の同調動作を
超高周波領域まで極めて安定に実現することが
できる。また同調周波数の設計目標値に対し
て、リアクタンス成分の不安定要素が介在しな
いので、容易に目標の同調周波数が確保でき、
同調器の設計を簡単にすることができる。それ
によつて同調器の設計手法を容易に標準化し得
て、同調器の設計業務における効率化を図るこ
とができる。

伝送路電極と誘電体だけによる最小機能要素
の組み合わせによつて構成できる同調器である
ので、少量の材量で同調器を製造することがで
きる。それによつて省資源化を計ることができ
ると共に、同調器の製造コストを著しく低減さ
せることができる。

従来の同調器においてはインダクタとキヤパ
シタのそれぞれ２個の部品を設置する必要があ
つたが、それに対して本発明の同調器はモジユ
ール化された１個の部品単体で構成できる。従
つて明らかに同調器の部品点数を削減すること
ができる。それによつて同調器のアセンブルコ
ストを低減させることができると共に、アセン
ブルに要する製造時間も短縮することが可能で
ある。更に、在庫部品の品種と数量を減少する
ことができるので、製造管理の合理化を図るこ
とができる。従つて、同調器のトータルコスト
を著し低減することができる。

同調器の設計については、伝送路電極の形状
パターンを決定するなどの簡単なアートワーク
だけで対処することができる。従つて、同調器
の設計に高度の熟練を必要とせず、また設計変
更にも容易に対処することができる。更に、同
調器の設計における自動化に対応して、コンピ
ユータグラフイツクス応用による設計法を容易
に導入することができる。すなわち本発明の同
調器におけるアートワーク設計の特徴が良くそ
れに合致すると共に、設計パラメータは伝送路
電極パターンの寸法、誘電体の厚みおよび誘電
率だけの単純でかつデータ化することが容易な
同調器の構成である。それによつて設計に要す
る時間を短縮し、同調周波数の設計精度を高
め、設計の自由度を向上した同調器が実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は基本的な同調器の回路図、第２図およ
び第３図は従来の同調器における構成を示す斜視
図、第４図ａ〜ｃ〜第７図ａ〜ｃ、第１２図ａ〜
ｃ、第１３図ａ〜ｃは本発明の原理を示す同調器
の表面図、側面図および裏面図、第８図ａ〜ｃ〜
第１１図ａ〜ｃは本発明の実施例における同調器
の表面図、側面図および裏面図、第１４図ａ，ｂ
は本発明の他の実施例における同調器の側面図と
上面図、第１５図ａ〜ｅ、第１６図ａ，ｂ、第１
７図は本発明の動作原理を示す説明図、第１８図
ａ〜ｄ、第１９図ａ，ｂ、第２０図は従来の同調
器における動作原理を示す説明図、第２１図、第
２２図は本発明と従来の同調器の温度変化に対す
る同調周波数と共振Ｑの特性図である。１５，２
２，２９，３６，３９，４２，４５，４８，５
１，５４，５７……誘電体、１６，１７，２３，
２４，３０，３１，３７，３８，４０，４１，４
３，４４，４６，４７，４９，５０，５２，５
３，５５，５６，５８，５９，７０，７１，７
５，７６，８１，８２，８５，８７，９３，９４
……伝送路電極。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ それぞれ所定の電気的等価長を有し少なくと
   も一カ所以上の屈曲部を有する第１および第２の
   電極が誘電体を介して対向設置し、上記第１およ
   び第２の電極それぞれのアース端子または共通端
   子を互いに対向する部分を含まない相異対向位置
   関係にある所定位置に設定し、さらに上記第１も
   しくは第２の電極における所定位置に第１の端子
   を設け、この第１の端子と上記アース端子または
   共通端子を第２の端子とする２端子回路網におい
   て等価的に共振回路を形成させる同調器。 ２ 誘電体の表裏に電極を設置した特許請求の範
   囲第１項記載の同調器。 ３ 電極の等価長さが異なる特許請求の範囲第１
   項記載の同調器。 ４ 誘電体が円筒形状または角筒形状をしている
   特許請求の範囲第１項記載の同調器。 ５ 誘電体が板形状をしている特許請求の範囲第
   １項記載の同調器。 ６ それぞれ所定の電気的等価長を有する第１お
   よび第２の電極が誘電体を介して対向設置し、上
   記第１および第２の電極それぞれのアース端子ま
   たは共通端子を互いに対向する部分を含まない相
   異対向位置関係にある所定位置に設定し、さらに
   上記第１もしくは第２の電極における所定位置に
   第１の端子を設け、この第１の端子と上記アース
   端子または共通端子を第２の端子とする２端子回
   路網において等価的に共振回路を形成させた同調
   器であつて、上記電極はスパイラル形状である同
   調器。