JPH0392085A - 同期信号分離回路 - Google Patents
同期信号分離回路Info
- Publication number
- JPH0392085A JPH0392085A JP22995489A JP22995489A JPH0392085A JP H0392085 A JPH0392085 A JP H0392085A JP 22995489 A JP22995489 A JP 22995489A JP 22995489 A JP22995489 A JP 22995489A JP H0392085 A JPH0392085 A JP H0392085A
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- Japan
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- circuit
- signal
- video signal
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、複合映像信号より同期信号を分離する同期
信号分離回路に関するものである．〔従来の技術〕 一般に二つの映像信号を混合、合戒する時にその二つの
映像信号の同期を一致させておく必要がある。このよう
に位相が一致しているか否かを判別するのに映像信号か
ら同期信号を分離して位相比較を行なうが、位相比較の
判別を早くするには同期信号分離部へ供給される映像信
号のＤＣクランプの応答速度が早くなければならない．
特にＡＰ Ｌ （Ａｖｅｒａｇｅ ｐｉｃｔｕｒｅ ｌ
ｅｖｅｌ）の異なる映像信号が切替えられた場合には数
Ｈに渡りミスクランプを生じ、同期信号の分離が行なえ
ないこととなる．第４図はこの種の従来の装置を示すも
のである．同図において、１は映偽信号の入力端子で、
第５図（ａ）に示すようなＤＣクランプの行なわれてい
ない映像信号が供給され、コンデンサＣＩ％抵抗Ｒ．Ｒ
ｔｓダイオード２、定電圧源６よりなるピーククランプ
回路で映像信号はＤＣクランプされ、第５図（ロ）に示
す波形となる．４はＤＣクランプされた映像信号と可変
抵抗ＶＲ．により決定される電位とにより、電位の比較
を行ない、同期信号の分離を行なう差動増幅器である．
５は差動増幅器４で映像信号から分離された同期信号が
出力される出力端子であり、第５図（Ｃ）に示す出力を
発生する．次に動作について説明する．入力端子ｌへ第
５図（ａ）に示す映像信号が供給された状態において、
Ｔ，部分の時に映像信号のピーク電位は定電圧源６の起
電圧にダイオード２の順方向電位を加えた電位とほぼ等
しくなっている（以下クランプ電位と称す）．次にＡＰ
Ｌの低い信号のＴ１部分からＡＰＬの高い信号のＴｔ部
分に切替えられた時は差動増幅器４の入力端子３は一時
的にクランプ電位より高い電位になり、ダイオード２に
は順方向電位が加えられるため該ダイオード２はローイ
ンピーダンスとなる．抵抗Ｒ，はその時のダイオード２
のインピーダンスを示すものであり、抵抗Ｒ８はＲ，に
対しＲｘ＜Ｒ＋であり、このときの充電電圧は抵抗Ｒ！
により急速に放電され、映像信号のピーク電位は次第に
クランプ電位になる．次にＡＰＬの高い信号のＴ，部分
からＡＦＬの低い信号Ｔ，部分に切替えられた時には差
動増幅器４の入力端子３は一時的にクランプ電位より低
い電位になり、ダイオード２には逆方向電位が加えられ
るため墨亥ダイオード２はハイインピーダンスとなる．
この低い電位は電源ＶＣｅに接続された抵抗Ｒ１を介し
てコンデンサＣＩに充電され、映像信号のピーク電位は
しだいにクランプ電位となるが、Ｒ．）Ｒ．であるため
前記のＴ１からＴ２に切替えられた時と比べ、Ｔ，から
Ｔ，に切替えた時の方が、映像信号のピーク電位がクラ
ンプ電位と等しくなるのに時間を要する。
信号分離回路に関するものである．〔従来の技術〕 一般に二つの映像信号を混合、合戒する時にその二つの
映像信号の同期を一致させておく必要がある。このよう
に位相が一致しているか否かを判別するのに映像信号か
ら同期信号を分離して位相比較を行なうが、位相比較の
判別を早くするには同期信号分離部へ供給される映像信
号のＤＣクランプの応答速度が早くなければならない．
特にＡＰ Ｌ （Ａｖｅｒａｇｅ ｐｉｃｔｕｒｅ ｌ
ｅｖｅｌ）の異なる映像信号が切替えられた場合には数
Ｈに渡りミスクランプを生じ、同期信号の分離が行なえ
ないこととなる．第４図はこの種の従来の装置を示すも
のである．同図において、１は映偽信号の入力端子で、
第５図（ａ）に示すようなＤＣクランプの行なわれてい
ない映像信号が供給され、コンデンサＣＩ％抵抗Ｒ．Ｒ
ｔｓダイオード２、定電圧源６よりなるピーククランプ
回路で映像信号はＤＣクランプされ、第５図（ロ）に示
す波形となる．４はＤＣクランプされた映像信号と可変
抵抗ＶＲ．により決定される電位とにより、電位の比較
を行ない、同期信号の分離を行なう差動増幅器である．
５は差動増幅器４で映像信号から分離された同期信号が
出力される出力端子であり、第５図（Ｃ）に示す出力を
発生する．次に動作について説明する．入力端子ｌへ第
５図（ａ）に示す映像信号が供給された状態において、
Ｔ，部分の時に映像信号のピーク電位は定電圧源６の起
電圧にダイオード２の順方向電位を加えた電位とほぼ等
しくなっている（以下クランプ電位と称す）．次にＡＰ
Ｌの低い信号のＴ１部分からＡＰＬの高い信号のＴｔ部
分に切替えられた時は差動増幅器４の入力端子３は一時
的にクランプ電位より高い電位になり、ダイオード２に
は順方向電位が加えられるため該ダイオード２はローイ
ンピーダンスとなる．抵抗Ｒ，はその時のダイオード２
のインピーダンスを示すものであり、抵抗Ｒ８はＲ，に
対しＲｘ＜Ｒ＋であり、このときの充電電圧は抵抗Ｒ！
により急速に放電され、映像信号のピーク電位は次第に
クランプ電位になる．次にＡＰＬの高い信号のＴ，部分
からＡＦＬの低い信号Ｔ，部分に切替えられた時には差
動増幅器４の入力端子３は一時的にクランプ電位より低
い電位になり、ダイオード２には逆方向電位が加えられ
るため墨亥ダイオード２はハイインピーダンスとなる．
この低い電位は電源ＶＣｅに接続された抵抗Ｒ１を介し
てコンデンサＣＩに充電され、映像信号のピーク電位は
しだいにクランプ電位となるが、Ｒ．）Ｒ．であるため
前記のＴ１からＴ２に切替えられた時と比べ、Ｔ，から
Ｔ，に切替えた時の方が、映像信号のピーク電位がクラ
ンプ電位と等しくなるのに時間を要する。
したがって差動増幅器４にて同期信号を分離した際はそ
の影響を抜け出る期間が長くなってしまうという欠点が
あった． また抵抗Ｒ１を小さくすればクランプ速度は早くなるが
、コンデンサＣ１に対する抵抗Ｒ，のインピーダンスが
低くなり、映像信号にサグを生じ、同期信号分離の性能
が低下するという不都合を生じることは周知の通りであ
る． 以上で説明したＤＣクランプを行なった映像信号を差動
増幅器４に加え、可変抵抗ＶＲ，で決定される電位と電
圧比較し同期信号を分離抽出すると第５図の夕ようにな
り、ＡＰＬの異なる映像信号の切替えられた所で同期信
号の分離抽出の行なえない部分が発生する．時にＡＦＬ
の高い信号のＴ，部分からＡＰＬの低い信号のＴ，部分
に切替えた時にその現象が大きく現われる． 〔発明が解決しようとする課題〕 従来の同期信号分離回路は以上のように構威されている
ので、ＡＰＬの変化する映像信号では、精度良く同期信
号を抽出することができないなどの問題があった． この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、ＡＰＬが変動しても正確に同期信号分離がで
きるとともに、ノイズに対しても安定な同期信号分離回
路を得ることを目的とする．〔課題を解決するための手
段〕 この発明に係る同期信号分離回路は、映像信号部分をク
リップし、同期信号のエッヂ部分を抽出し、ノイズ除去
した後、エッヂ部分に対応したバルスで同期信号を再構
戒するようにしたものである． 〔作用〕 この発明における同期信号分離回路は、フィルタによる
同期信号のエッヂ部分を抽出し、このエッヂ部分に対応
したパルスにより再び同期信号をつくる． 〔実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明する． 第１図において、７は第４図に示した１と同じ複合映像
信号の入力端子、８は増幅器、９はクランプ回路、１０
はクリップ回路、１１は高城通過フィルタ（以下ＨＰＦ
）、１２は低域通過フィルタ（以下ＬＰＦ）、１３はス
ライス回路、１４は波形整形回路、１５は双安定マルチ
バイブレー夕回路（Ｂｉｓｔａｂｌｅ Ｍｕｌｔｉ−Ｖ
ｉｂｒａｔｏｒ，以下、ＢＭＶと称す）、１６は同期信
号分離出力端子である．第２図は第１図におけるＡ−Ｇ
までの各部の波形を示した図である． 第１図の複合映像信号の入力端子７に第２図のＡのよう
な複合映像信号（第５図のａと同じ）が入力された時、
増幅器８で同期信号部分が必要レベルより大きくなるよ
う増幅し、次段のクランプ回路９に入力する（第２図Ａ
）。このクランプ回路９は、例えば第ψ図に示したよう
な回路であるが、Ｃ，，Ｒ．で構成されるクランプ時定
数は一水平期間（以下ＩＨとする）ごとのＡＰＬ変動に
追従できる程度に短く選んでいる．このため、このクラ
ンプ回路を通過した映像信号は、第２図Ｂに示した如く
、サグ（低域歪）を生じている．しかしながら、時定数
が小さいので、従来例（第５図ｂ）のようなＡＰＬの変
動による極端な直流変動は生じることなく同期先端をク
ランプする．次に、第２図Ｂのようなサグをもった信号
に対して、クリップレベルを同期信号レベルより小さい
範囲で、映像信号を含むように設定したクリップ回路１
０（第４図の差動増幅器４で構戒可能）で不必要となる
映像信号を除去する．この出力信号波形を第２図Ｃに、
そしてその水平同期信号部分の拡大図をＣ′に示す．こ
のＣあるいはＣ′の信号を｝ＩＰＦＩＩに入力すると、
低域成分が除去され、残留映像信号の高域威分と、同期
信号のエッヂ部分、そしてノイズ威分が出力される（第
２図Ｄ）．第２図Ｄにおいで、同期信号の立上り（α）
、立下り（β）に対応するパルスの振巾は、クリップ回
路１０で同期信号振巾より映像信号を小さく抑えている
ので、映像信号の高域成分とランダム・ノイズの成分よ
り大きくなっている．このＤの信号がＬＰＦ １ ２を
通ると、更に高域に分布するノイズ或分が減衰され、Ｅ
のような信号波形となるので、スライス回路ｌ３のスラ
イスレベルをＥのように設定すれば、同期信号の立上り
，立下り部分に対応したパルスのみが出力されることに
なる（Ｆ）．このスライス回路は例えば第３図（ａ）に
示すようなヒステリシス（不感帯）特性をもち、具体的
には同図（ｂ）のようなダイオードの逆並列回路で構戒
できる． 次に信号Ｆは波形整形回路１４に入力される．この波形
整形回路１４は、入力信号を矩形波に整形するシュミッ
ト回路（図示せず）と、正．負極の信号を同一極性にす
る絶対値回路（図示せず）によって構成されており、Ｆ
はＧのような同期信号のエッヂ部に対応した矩形波パル
スとなる．このＧに示すパルスによって、双安定マルチ
バイブレータ１５（フリップフロップ回路）が駆動され
、Ｇのパルスの間隔（同期信号の幅に対応）で同図１６
のようなパルスを発生する．これが入力信号７から分離
された同期信号となる．なお、上記実施例では、ＨＰＦ
とＬＰＦを分けているが、これらは帯域通過フィルタで
代用してもよい。
の影響を抜け出る期間が長くなってしまうという欠点が
あった． また抵抗Ｒ１を小さくすればクランプ速度は早くなるが
、コンデンサＣ１に対する抵抗Ｒ，のインピーダンスが
低くなり、映像信号にサグを生じ、同期信号分離の性能
が低下するという不都合を生じることは周知の通りであ
る． 以上で説明したＤＣクランプを行なった映像信号を差動
増幅器４に加え、可変抵抗ＶＲ，で決定される電位と電
圧比較し同期信号を分離抽出すると第５図の夕ようにな
り、ＡＰＬの異なる映像信号の切替えられた所で同期信
号の分離抽出の行なえない部分が発生する．時にＡＦＬ
の高い信号のＴ，部分からＡＰＬの低い信号のＴ，部分
に切替えた時にその現象が大きく現われる． 〔発明が解決しようとする課題〕 従来の同期信号分離回路は以上のように構威されている
ので、ＡＰＬの変化する映像信号では、精度良く同期信
号を抽出することができないなどの問題があった． この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、ＡＰＬが変動しても正確に同期信号分離がで
きるとともに、ノイズに対しても安定な同期信号分離回
路を得ることを目的とする．〔課題を解決するための手
段〕 この発明に係る同期信号分離回路は、映像信号部分をク
リップし、同期信号のエッヂ部分を抽出し、ノイズ除去
した後、エッヂ部分に対応したバルスで同期信号を再構
戒するようにしたものである． 〔作用〕 この発明における同期信号分離回路は、フィルタによる
同期信号のエッヂ部分を抽出し、このエッヂ部分に対応
したパルスにより再び同期信号をつくる． 〔実施例〕 以下、この発明の一実施例を図について説明する． 第１図において、７は第４図に示した１と同じ複合映像
信号の入力端子、８は増幅器、９はクランプ回路、１０
はクリップ回路、１１は高城通過フィルタ（以下ＨＰＦ
）、１２は低域通過フィルタ（以下ＬＰＦ）、１３はス
ライス回路、１４は波形整形回路、１５は双安定マルチ
バイブレー夕回路（Ｂｉｓｔａｂｌｅ Ｍｕｌｔｉ−Ｖ
ｉｂｒａｔｏｒ，以下、ＢＭＶと称す）、１６は同期信
号分離出力端子である．第２図は第１図におけるＡ−Ｇ
までの各部の波形を示した図である． 第１図の複合映像信号の入力端子７に第２図のＡのよう
な複合映像信号（第５図のａと同じ）が入力された時、
増幅器８で同期信号部分が必要レベルより大きくなるよ
う増幅し、次段のクランプ回路９に入力する（第２図Ａ
）。このクランプ回路９は、例えば第ψ図に示したよう
な回路であるが、Ｃ，，Ｒ．で構成されるクランプ時定
数は一水平期間（以下ＩＨとする）ごとのＡＰＬ変動に
追従できる程度に短く選んでいる．このため、このクラ
ンプ回路を通過した映像信号は、第２図Ｂに示した如く
、サグ（低域歪）を生じている．しかしながら、時定数
が小さいので、従来例（第５図ｂ）のようなＡＰＬの変
動による極端な直流変動は生じることなく同期先端をク
ランプする．次に、第２図Ｂのようなサグをもった信号
に対して、クリップレベルを同期信号レベルより小さい
範囲で、映像信号を含むように設定したクリップ回路１
０（第４図の差動増幅器４で構戒可能）で不必要となる
映像信号を除去する．この出力信号波形を第２図Ｃに、
そしてその水平同期信号部分の拡大図をＣ′に示す．こ
のＣあるいはＣ′の信号を｝ＩＰＦＩＩに入力すると、
低域成分が除去され、残留映像信号の高域威分と、同期
信号のエッヂ部分、そしてノイズ威分が出力される（第
２図Ｄ）．第２図Ｄにおいで、同期信号の立上り（α）
、立下り（β）に対応するパルスの振巾は、クリップ回
路１０で同期信号振巾より映像信号を小さく抑えている
ので、映像信号の高域成分とランダム・ノイズの成分よ
り大きくなっている．このＤの信号がＬＰＦ １ ２を
通ると、更に高域に分布するノイズ或分が減衰され、Ｅ
のような信号波形となるので、スライス回路ｌ３のスラ
イスレベルをＥのように設定すれば、同期信号の立上り
，立下り部分に対応したパルスのみが出力されることに
なる（Ｆ）．このスライス回路は例えば第３図（ａ）に
示すようなヒステリシス（不感帯）特性をもち、具体的
には同図（ｂ）のようなダイオードの逆並列回路で構戒
できる． 次に信号Ｆは波形整形回路１４に入力される．この波形
整形回路１４は、入力信号を矩形波に整形するシュミッ
ト回路（図示せず）と、正．負極の信号を同一極性にす
る絶対値回路（図示せず）によって構成されており、Ｆ
はＧのような同期信号のエッヂ部に対応した矩形波パル
スとなる．このＧに示すパルスによって、双安定マルチ
バイブレータ１５（フリップフロップ回路）が駆動され
、Ｇのパルスの間隔（同期信号の幅に対応）で同図１６
のようなパルスを発生する．これが入力信号７から分離
された同期信号となる．なお、上記実施例では、ＨＰＦ
とＬＰＦを分けているが、これらは帯域通過フィルタで
代用してもよい。
また上記実施例では、スライスレベルが映像信号部分に
かかっているとしているが、サグの量が少ない場合は同
期信号を削る位に、スライスレベルを上げるようにして
もよい． 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、フィルタにより同期
信号のエッヂ部分のみを抽出しているので、ＡＰＬの変
動やノイズが存在する映像信号が入力されても、精度の
高い、安定した同期信号分離回路を得られる効果がある
．
かかっているとしているが、サグの量が少ない場合は同
期信号を削る位に、スライスレベルを上げるようにして
もよい． 〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、フィルタにより同期
信号のエッヂ部分のみを抽出しているので、ＡＰＬの変
動やノイズが存在する映像信号が入力されても、精度の
高い、安定した同期信号分離回路を得られる効果がある
．
第１図はこの発明の一実施例による同期信号分離回路の
ブロック図、第２図は第１図の各部における波形図、第
３図はこの発明の一実施例におけるスライス回路を示す
図、第４図は従来の同期信号分離回路の一例を示す図、
第５図は第４図に示した回路の動作波形図である． ９はクランプ回路、１０はクリップ回路、１１は高城通
過フィルタ、１２は低域通過フィルタ、１３はスライス
回路、工５は双安定マルチバイブレーク回路である。
ブロック図、第２図は第１図の各部における波形図、第
３図はこの発明の一実施例におけるスライス回路を示す
図、第４図は従来の同期信号分離回路の一例を示す図、
第５図は第４図に示した回路の動作波形図である． ９はクランプ回路、１０はクリップ回路、１１は高城通
過フィルタ、１２は低域通過フィルタ、１３はスライス
回路、工５は双安定マルチバイブレーク回路である。
Claims (1)
- （１）複合映像信号中の同期信号先端部分あるいはペデ
スタル部分を一定の直流電位に固定するクランプ回路と
、 該クランプ回路のクランプ電位より一定電位だけ映像信
号側によった電位で映像信号をクリップするクリップ回
路と、 該クリップ回路の出力信号中の低域成分及び高域成分を
除去するフィルタ手段と、 該フィルタ手段の出力信号のうち信号振巾の小さい信号
を除去するスライス回路と、 該スライス回路の出力信号をトリガパルスとする双安定
マルチバイブレータ回路とを備えたことを特徴とする同
期信号分離回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1229954A JPH0761126B2 (ja) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | 同期信号分離回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1229954A JPH0761126B2 (ja) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | 同期信号分離回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0392085A true JPH0392085A (ja) | 1991-04-17 |
| JPH0761126B2 JPH0761126B2 (ja) | 1995-06-28 |
Family
ID=16900316
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1229954A Expired - Lifetime JPH0761126B2 (ja) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | 同期信号分離回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0761126B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0724497A (ja) * | 1993-07-09 | 1995-01-27 | Shin Nippon Kankyo Keisoku:Kk | 池などの浄化方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63318870A (ja) * | 1987-06-20 | 1988-12-27 | Nec Corp | 画像信号同期パルス分離回路 |
-
1989
- 1989-09-05 JP JP1229954A patent/JPH0761126B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63318870A (ja) * | 1987-06-20 | 1988-12-27 | Nec Corp | 画像信号同期パルス分離回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0724497A (ja) * | 1993-07-09 | 1995-01-27 | Shin Nippon Kankyo Keisoku:Kk | 池などの浄化方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0761126B2 (ja) | 1995-06-28 |
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