JPH0397302A - 増幅装置 - Google Patents
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- JPH0397302A JPH0397302A JP23488289A JP23488289A JPH0397302A JP H0397302 A JPH0397302 A JP H0397302A JP 23488289 A JP23488289 A JP 23488289A JP 23488289 A JP23488289 A JP 23488289A JP H0397302 A JPH0397302 A JP H0397302A
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 5
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 12
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 230000003313 weakening effect Effects 0.000 description 1
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- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は光通信用前置増幅装゛置として用いられる増幅
装置に関するものである。
装置に関するものである。
従来、光通信においては第５図に示すようにフォトダイ
オード１で光信号を受信し、これによっで得られる電圧
信号を電圧増幅度（−Ａ）の増幅器２に導き増幅して出
力端子３から信号電圧■ を得ている。ここで電圧増
幅度にマイナスＯｕｔ の符号が付くのは、入力信号と出力信号の極性が反転し
ていることを意味する。増幅器２は帰還抵抗Ｒｒが外付
けあるいは集積化されたトランスインピーダンス型と称
されるもので、例えば、電子情報通信学会技術報告（１
９８６年ＯＱＥ８６−６８ｐ．５１〜ｐ．５６）に示
され、第６図に図示の回路と等価なものである。
オード１で光信号を受信し、これによっで得られる電圧
信号を電圧増幅度（−Ａ）の増幅器２に導き増幅して出
力端子３から信号電圧■ を得ている。ここで電圧増
幅度にマイナスＯｕｔ の符号が付くのは、入力信号と出力信号の極性が反転し
ていることを意味する。増幅器２は帰還抵抗Ｒｒが外付
けあるいは集積化されたトランスインピーダンス型と称
されるもので、例えば、電子情報通信学会技術報告（１
９８６年ＯＱＥ８６−６８ｐ．５１〜ｐ．５６）に示
され、第６図に図示の回路と等価なものである。
この第６図の回路では、ＦＥＴＱ ，Ｑ２からｌ
なるインバータ段とＦＥＴＱ，Ｑ４からなるレ３
ベルシフト／バッファ段とが同一電源ｖＤＤにより駆動
されている。ＦＥＴＱ．Ｑ はゲート・ソ２４ ース間が短絡された定電流負荷となっている。レベルシ
フト用のダイオードＤ ，Ｄ は所定のバ１２ イアス点を決定する機能を有する。かかる構成の回路に
よれば、入力電圧信号を増幅度（一Ａ）で増幅し反転し
た出力信号Ｖ を得ることができＯｕｔ る。
されている。ＦＥＴＱ．Ｑ はゲート・ソ２４ ース間が短絡された定電流負荷となっている。レベルシ
フト用のダイオードＤ ，Ｄ は所定のバ１２ イアス点を決定する機能を有する。かかる構成の回路に
よれば、入力電圧信号を増幅度（一Ａ）で増幅し反転し
た出力信号Ｖ を得ることができＯｕｔ る。
しかしながら、上記のような増幅装置によると、フォト
ダイオード１に過大な入力が到来したとき増幅装置の飽
和が生じ実用に適さなくなる。即ち、飽和のために入力
光パワーのダイナミックレンジがたかだか２５ｄＢ程度
であり、送信側の出力の大小、送受間の減衰度の大小な
ど様々な外的条件の変化を吸収した的確な信号受信を行
い得ないという問題点があった。
ダイオード１に過大な入力が到来したとき増幅装置の飽
和が生じ実用に適さなくなる。即ち、飽和のために入力
光パワーのダイナミックレンジがたかだか２５ｄＢ程度
であり、送信側の出力の大小、送受間の減衰度の大小な
ど様々な外的条件の変化を吸収した的確な信号受信を行
い得ないという問題点があった。
具体的には、第６図に示す回路に、第７図に示すような
３ ０ ０ Ｍ ｂ ｐ ｓのｒＯＪ，ｒｌＪの繰り返
しからなるＮＲＺ信号を、入力光電流０． １ｍＡで
加えた場合（ｃ ａ ｓ ｅ １）と入力光電流１ｍＡ
で加えた場合（ｃａｓｅ２）には、出力端子３から第８
図に示されるような出力信号が得られる。つまり、第８
図に明らかな如く、ｃａｓｅｌでは出力信号に大きな歪
みはみられないが、ｃａｓｅ２では出力信号が大きく歪
み、もはや人力信号を再生するのが不可能に近いことが
わかる。
３ ０ ０ Ｍ ｂ ｐ ｓのｒＯＪ，ｒｌＪの繰り返
しからなるＮＲＺ信号を、入力光電流０． １ｍＡで
加えた場合（ｃ ａ ｓ ｅ １）と入力光電流１ｍＡ
で加えた場合（ｃａｓｅ２）には、出力端子３から第８
図に示されるような出力信号が得られる。つまり、第８
図に明らかな如く、ｃａｓｅｌでは出力信号に大きな歪
みはみられないが、ｃａｓｅ２では出力信号が大きく歪
み、もはや人力信号を再生するのが不可能に近いことが
わかる。
上記現象を詳しく解析するために、第６図の各ＦＥＴＱ
〜Ｑ４のドレインやソース間電圧をモｌ ニタし、ＦＥＴＱ，Ｑ３のゲート・ソース間電ｌ 圧をモニタした結果を第９図（ａ）．（ｂ）、第１０図
（ａ），（ｂ）に示す。これらの図において、記号Ｑ１
〜Ｑ４は第６図の各ＦＥＴＱ１〜Ｑ４に対応する曲線を
示す。これらの図から、人力光電流’ ＰＤが所定値を
越え、これに伴って出力電圧値Ｖ が所定値を越える
ようになると、増ｏｕｔ 幅器２を構成するＦＥＴ中にはドレイン・ソース間電圧
がＦＥＴの非飽和領域（この例では１ｖ以下）に入るも
のが生じたり、ゲート・ソース間電圧がＦＥＴのスレッ
ショールド電圧（ピンチオフ電圧で、この例では−１ｖ
）近くになるものが生じることから、増幅装置の出力信
号が大きく歪むことがわかる。
〜Ｑ４のドレインやソース間電圧をモｌ ニタし、ＦＥＴＱ，Ｑ３のゲート・ソース間電ｌ 圧をモニタした結果を第９図（ａ）．（ｂ）、第１０図
（ａ），（ｂ）に示す。これらの図において、記号Ｑ１
〜Ｑ４は第６図の各ＦＥＴＱ１〜Ｑ４に対応する曲線を
示す。これらの図から、人力光電流’ ＰＤが所定値を
越え、これに伴って出力電圧値Ｖ が所定値を越える
ようになると、増ｏｕｔ 幅器２を構成するＦＥＴ中にはドレイン・ソース間電圧
がＦＥＴの非飽和領域（この例では１ｖ以下）に入るも
のが生じたり、ゲート・ソース間電圧がＦＥＴのスレッ
ショールド電圧（ピンチオフ電圧で、この例では−１ｖ
）近くになるものが生じることから、増幅装置の出力信
号が大きく歪むことがわかる。
そこで本発明は、過大入力時の飽和特性が改善され、大
きな入力光電流が到来したときにも歪みの小さい出力信
号を得ることができ、光通信に用いた場合には送信側の
出力の大小、送受間の減衰度の大小など様々な外的条件
の変化を、光減衰器等を用いることなく吸収し得る増幅
装置を提供することを目的とする。
きな入力光電流が到来したときにも歪みの小さい出力信
号を得ることができ、光通信に用いた場合には送信側の
出力の大小、送受間の減衰度の大小など様々な外的条件
の変化を、光減衰器等を用いることなく吸収し得る増幅
装置を提供することを目的とする。
本発明に係る増幅装置は、トランスインピーダンス型増
幅器と、この増幅器の入力電流を分流させる分流路に設
けられ、この分流路を開閉するゲート回路と、上記増幅
器の出力信号を積分する積分回路を含み、この積分回路
の出力に基づきトランスインピーダンス型増幅器の入力
信号が所定値より大となったときに対応してゲート回路
を開状態とする制御信号を作成してゲート回路へ与える
ゲート制御手段とを備えることを特徴とする。
幅器と、この増幅器の入力電流を分流させる分流路に設
けられ、この分流路を開閉するゲート回路と、上記増幅
器の出力信号を積分する積分回路を含み、この積分回路
の出力に基づきトランスインピーダンス型増幅器の入力
信号が所定値より大となったときに対応してゲート回路
を開状態とする制御信号を作成してゲート回路へ与える
ゲート制御手段とを備えることを特徴とする。
本発明に係る増幅装置は、以上のように構成されるので
、トランスインピーダンス型増幅器の人力に過大入力信
号が到来すると、この出力信号のＤＣレベルは低下する
から、この出力信号を積分した結果もそのレベルが低下
する。このレベルが所定値を越え小さくなったことによ
ってゲート回路を開状態とでき、トランスインピーダン
ス型増幅器の人力電流の一部が分流路へ流れるようにな
り過度の人力状態が回避されることになる。
、トランスインピーダンス型増幅器の人力に過大入力信
号が到来すると、この出力信号のＤＣレベルは低下する
から、この出力信号を積分した結果もそのレベルが低下
する。このレベルが所定値を越え小さくなったことによ
ってゲート回路を開状態とでき、トランスインピーダン
ス型増幅器の人力電流の一部が分流路へ流れるようにな
り過度の人力状態が回避されることになる。
以下、添付図面の第１図ないし第４図を参照して、本発
明の一実施例に係る増幅装置を説明する。
明の一実施例に係る増幅装置を説明する。
なお、図面の説明において同一要素には同一の符号を付
し、重複する説明を省略する。
し、重複する説明を省略する。
第１図は本発明の一実施例に係る構成図を示す。
この実施例では、トランスインピーダンス型増幅器２の
入力端子にドレインが接続され、ゲートに一定電圧Ｖ。
入力端子にドレインが接続され、ゲートに一定電圧Ｖ。
が与えられたゲート回路であるＦＥＴＱ５を接続する。
一方、増幅器２の出力端子に積分回路１０１を含むゲー
ト制御手段１００を接続する。積分回路１０１は上記増
幅器２の出力信号を積分するから、入力光電流’ ＰＤ
が増加すると増幅器２の出力電圧Ｖ が下降して積分
回路ｏｕｔ １０１の出力直流電圧も下降することになる。この積分
回路１０１の出力をバッファ回路１０２へ導く。バッフ
ァ回路１０２はインピーダンス変換あるいはインピーダ
ンス変換とともにレベルシフトの機能を有する回路であ
る。このため、バッファ回路１０２の出力にはフォトダ
イオード１に入射する光信号が大きいほど小さくなる低
インピーダンスの直流信号が現われ、この直流信号がＦ
ＥＴＱ５のソースへ与えられる。
ト制御手段１００を接続する。積分回路１０１は上記増
幅器２の出力信号を積分するから、入力光電流’ ＰＤ
が増加すると増幅器２の出力電圧Ｖ が下降して積分
回路ｏｕｔ １０１の出力直流電圧も下降することになる。この積分
回路１０１の出力をバッファ回路１０２へ導く。バッフ
ァ回路１０２はインピーダンス変換あるいはインピーダ
ンス変換とともにレベルシフトの機能を有する回路であ
る。このため、バッファ回路１０２の出力にはフォトダ
イオード１に入射する光信号が大きいほど小さくなる低
インピーダンスの直流信号が現われ、この直流信号がＦ
ＥＴＱ５のソースへ与えられる。
一方、ＦＥＴＱ５のゲートには一定電圧Ｖ。が与えられ
ているため、そのゲートソース間電圧はフォトダイオー
ド１に入射する光信号が大きくなるほど大きくなる。こ
のため、ＦＥＴＱ５のスレッショルド電圧を適当な値に
選択しておくことにより、フォトダイオード１に入射す
る光のパワーの平均値が、所定値を越えたときにＦＥＴ
Ｑ５が導適状態となり、人力光電流’ ＰＤの一部が分
流する分流路が形成される。これによって、増幅器２に
対し過度の入力が生じるときに、当該分流路へ（ＦＥＴ
Ｑ５を介してバッファ回路１０２へ）入力光電流’ Ｐ
Ｄの一部が流れ、増幅器２の飽和の度合を抑えることが
できる。
ているため、そのゲートソース間電圧はフォトダイオー
ド１に入射する光信号が大きくなるほど大きくなる。こ
のため、ＦＥＴＱ５のスレッショルド電圧を適当な値に
選択しておくことにより、フォトダイオード１に入射す
る光のパワーの平均値が、所定値を越えたときにＦＥＴ
Ｑ５が導適状態となり、人力光電流’ ＰＤの一部が分
流する分流路が形成される。これによって、増幅器２に
対し過度の入力が生じるときに、当該分流路へ（ＦＥＴ
Ｑ５を介してバッファ回路１０２へ）入力光電流’ Ｐ
Ｄの一部が流れ、増幅器２の飽和の度合を抑えることが
できる。
第２図には、第６図に対応したＩＣ化できる実施例が示
されている。
されている。
この実施例においては、トランスインピーダンス型増幅
器の出力端子であるＦＥＴＱ４のドレインとグランドと
の間に抵抗Ｒ，とコンデンサＣＩとの直列回路を接続し
、抵抗Ｒ，とコンデンサＣＩとの接続点から積分結果の
信号を得ている。
器の出力端子であるＦＥＴＱ４のドレインとグランドと
の間に抵抗Ｒ，とコンデンサＣＩとの直列回路を接続し
、抵抗Ｒ，とコンデンサＣＩとの接続点から積分結果の
信号を得ている。
積分結果の信号をＦＥＴＱ６に与え、ＦＥＴＱ６のソー
スからＦＥＴＱ５のソースに与える制御信号を得ている
。ここで、ＦＥＴＱ ＳＦＥＴＱ７６ はバッファ回路１０２を構成する。即ち、ＦＥＴＱ６は
ドレインに＋ｖＤＤが与えられたソースホロワであって
、ゲート・ソース間が短絡されたＦＥＴＱ７から或る定
電流負荷へ電流を流し、低インビーダンスの制御信号を
送出する。
スからＦＥＴＱ５のソースに与える制御信号を得ている
。ここで、ＦＥＴＱ ＳＦＥＴＱ７６ はバッファ回路１０２を構成する。即ち、ＦＥＴＱ６は
ドレインに＋ｖＤＤが与えられたソースホロワであって
、ゲート・ソース間が短絡されたＦＥＴＱ７から或る定
電流負荷へ電流を流し、低インビーダンスの制御信号を
送出する。
上記の回路において、ＦＥＴＱ −Ｑ７のスレ１
ッショルド電圧はいずれも−ＩＶとし、それぞれのＦＥ
Ｔのゲート幅を順に１５０μｍ，７５μｍ，１５０μｍ
，１５０μｍ．２００μｍ，１５μｍ．２０μｍとした
。また、帰還抵抗Ｒｒの抵抗値は２ｋΩ、抵抗Ｒ，の値
は１０ｋΩ、コンデンサＣ１の容量は１ｐＦである。
Ｔのゲート幅を順に１５０μｍ，７５μｍ，１５０μｍ
，１５０μｍ．２００μｍ，１５μｍ．２０μｍとした
。また、帰還抵抗Ｒｒの抵抗値は２ｋΩ、抵抗Ｒ，の値
は１０ｋΩ、コンデンサＣ１の容量は１ｐＦである。
このような構成の回路に、第７図に示すような３００Ｍ
ｂｐｓのｒＯＪ．ｒｌＪの繰り返しからなるＮＲＺ信号
を加えた。ここでは、人力光電流が１ｍＡの大入力とし
たとき、出力端子３からは第３図中のＶ に示される
出力信号を得ることがｏｕｔ できた。また、同図のｖｃｏＮＴは、バッファ回路１０
２の出力電位である第２図のＰ点の電位を示す。この図
から、過大入力が到来してからしばらくの間、バッファ
回路１０２の出力電位Ｖ がＣＯＮＴ 徐々に低下し、ＦＥＴＱ５が導通状態へ遷移してゆくこ
とによって、出力波形のパルス幅歪みが補正される様子
が観察できる。なお、出力信号■ が安定化する迄の
時間は、積分回路１０１ｏｕｔ の時定数で定まる。
ｂｐｓのｒＯＪ．ｒｌＪの繰り返しからなるＮＲＺ信号
を加えた。ここでは、人力光電流が１ｍＡの大入力とし
たとき、出力端子３からは第３図中のＶ に示される
出力信号を得ることがｏｕｔ できた。また、同図のｖｃｏＮＴは、バッファ回路１０
２の出力電位である第２図のＰ点の電位を示す。この図
から、過大入力が到来してからしばらくの間、バッファ
回路１０２の出力電位Ｖ がＣＯＮＴ 徐々に低下し、ＦＥＴＱ５が導通状態へ遷移してゆくこ
とによって、出力波形のパルス幅歪みが補正される様子
が観察できる。なお、出力信号■ が安定化する迄の
時間は、積分回路１０１ｏｕｔ の時定数で定まる。
次に、上記構成の回路に第７図に示すような３００Ｍｂ
ｐｓの「０」，「１」の繰り返しからなるＮＲＺ信号を
加えた。ここでも、入力光電流が０．１ｍＡのときをｃ
ａｓｅｌとし、１ｍＡのときをｃａｓｅ２とする。この
結果、出力端子３からは第４図に示されるような出力信
号を得ることができた。即ち、増幅器２が飽和しない場
合（ｃ ａ ｓ ｅ １）では従来と同様に入力信号を
大きく歪ませることなく出力信号を得ることができ、か
つ、従来では飽和して入力信号の再生が不可能となる場
合（ｃａｓｅ２）でも、この実施例では入力信号をほと
んど歪ませることなく出力を得ることができた。つまり
、従来の飽和時の出力波形のパルス幅歪みを大幅に補正
できた。この増幅装置を用いると、ダイナミックレンジ
が広いため、光通信の信号の大小変動を光減衰器等の他
の部品を用いることなく吸収できる。
ｐｓの「０」，「１」の繰り返しからなるＮＲＺ信号を
加えた。ここでも、入力光電流が０．１ｍＡのときをｃ
ａｓｅｌとし、１ｍＡのときをｃａｓｅ２とする。この
結果、出力端子３からは第４図に示されるような出力信
号を得ることができた。即ち、増幅器２が飽和しない場
合（ｃ ａ ｓ ｅ １）では従来と同様に入力信号を
大きく歪ませることなく出力信号を得ることができ、か
つ、従来では飽和して入力信号の再生が不可能となる場
合（ｃａｓｅ２）でも、この実施例では入力信号をほと
んど歪ませることなく出力を得ることができた。つまり
、従来の飽和時の出力波形のパルス幅歪みを大幅に補正
できた。この増幅装置を用いると、ダイナミックレンジ
が広いため、光通信の信号の大小変動を光減衰器等の他
の部品を用いることなく吸収できる。
以上、詳細に説明したように本発明によれば、トランス
インピーダンス型増幅器の入力電流が所定値より大とな
ったとき、積分回路を用いてその所定値より大となった
ことが平均値に生じていることで捕えられて、対応して
ゲート回路を開状態として入力電流の分流路を形成する
。このため、これ以上過大な人力電流がトランスインピ
ーダンス型増幅器の帰還抵抗へは流れ込まないこととな
って、出力電圧の低下を防止するように働くので、増幅
器の飽和度が弱められ、大きな入力光電流が到来しても
歪みの少ない出力信号を得ることができる。従って、本
発明の装置を光通信に用いた場合には、送信側の出力の
大小、送受間の減衰度の大小など様々な外的条件の変化
を、他の構或を用いることなしに吸収できる。
インピーダンス型増幅器の入力電流が所定値より大とな
ったとき、積分回路を用いてその所定値より大となった
ことが平均値に生じていることで捕えられて、対応して
ゲート回路を開状態として入力電流の分流路を形成する
。このため、これ以上過大な人力電流がトランスインピ
ーダンス型増幅器の帰還抵抗へは流れ込まないこととな
って、出力電圧の低下を防止するように働くので、増幅
器の飽和度が弱められ、大きな入力光電流が到来しても
歪みの少ない出力信号を得ることができる。従って、本
発明の装置を光通信に用いた場合には、送信側の出力の
大小、送受間の減衰度の大小など様々な外的条件の変化
を、他の構或を用いることなしに吸収できる。
第１図は本発明の一実施例に係る増幅装置の構或図、第
２図はＦＥＴを用いて構或した他の実施例に係る増幅装
置の回路図、第３図および第４図は第２図の装置の出力
信号を示す図、第５図および第６図は従来の増幅装置の
構成図、第７図は入力光信号の例を示す図、第８図は第
６図の従来例による出力信号を示す図、第９図は第６図
の従来例におけるＦＥＴのドレイン・ソース間電圧の変
化を示す図、第１０図は第６図の従来例におけるゲート
・ソース間電圧を示す図である。 １・・・フォトダイオード、２・・・増幅器、３・・・
出力端子、１００・・・ゲート制御手段、１０１・・・
積分回路、１０２・・・バッファ回路、Ｒｒ・・・帰還
抵抗、Ｑ −Ｑ ・・・ＦＥＴ，Ｄｌ−Ｄ２・・・
レベルシフト１７ 用のダイオード。
２図はＦＥＴを用いて構或した他の実施例に係る増幅装
置の回路図、第３図および第４図は第２図の装置の出力
信号を示す図、第５図および第６図は従来の増幅装置の
構成図、第７図は入力光信号の例を示す図、第８図は第
６図の従来例による出力信号を示す図、第９図は第６図
の従来例におけるＦＥＴのドレイン・ソース間電圧の変
化を示す図、第１０図は第６図の従来例におけるゲート
・ソース間電圧を示す図である。 １・・・フォトダイオード、２・・・増幅器、３・・・
出力端子、１００・・・ゲート制御手段、１０１・・・
積分回路、１０２・・・バッファ回路、Ｒｒ・・・帰還
抵抗、Ｑ −Ｑ ・・・ＦＥＴ，Ｄｌ−Ｄ２・・・
レベルシフト１７ 用のダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 トランスインピーダンス型増幅器と、 このトランスインピーダンス型増幅器の入力電流を分流
させる分流路に設けられ、この分流路を開閉するゲート
回路と、 前記トランスインピーダンス型増幅器の出力信号を積分
する積分回路を含み、この積分回路の出力に基づき前記
トランスインピーダンス型増幅器の入力信号が所定値よ
り大となったときに対応して前記ゲート回路を開状態と
する制御信号を作成して前記ゲート回路へ与えるゲート
制御手段とを備えることを特徴とする増幅装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23488289A JPH0397302A (ja) | 1989-09-11 | 1989-09-11 | 増幅装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23488289A JPH0397302A (ja) | 1989-09-11 | 1989-09-11 | 増幅装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0397302A true JPH0397302A (ja) | 1991-04-23 |
Family
ID=16977803
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23488289A Pending JPH0397302A (ja) | 1989-09-11 | 1989-09-11 | 増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0397302A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010020278A1 (en) * | 2008-08-20 | 2010-02-25 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Avalanche photodiode circuits |
-
1989
- 1989-09-11 JP JP23488289A patent/JPH0397302A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010020278A1 (en) * | 2008-08-20 | 2010-02-25 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Avalanche photodiode circuits |
| US8686343B2 (en) | 2008-08-20 | 2014-04-01 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Avalanche photodiode circuits with protection against damage from sudden increases in incident light level |
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