JPH04110686A - 遅延線とこれを用いた超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電気信号により遅延時間が制御できると共に
少ないセクション数で構成でき、かつその制御回路が簡
易にできる遅延線及びこの遅延線を整相回路内の遅延線
として用いダイナミックフォーカスを可能とする超音波
診断装置に関する。

〔従来の装置〕

超音波診断装置は、探触子により被検体に超音波を送受
波し、体内からの反射波信号に基づいて被検体内部の情
報を得るようになっている。ここで、被検体内部の深さ
の異なる各部のいすＬの場所においても高い分解能の画
像が得られるようにするため、体内からの反射波の受信
に際し、受渡の焦点を時間の経過と共に動的に変化させ
るダイナミックフォーカスが行われる。このとき、上記
受波の焦点合わせは、幅の狭い短冊状に形成された振動
子素子を複数個配列した探触子、あるいは同心円状に配
置した複数のリング状振動子素子から成る探触子の上記
それぞれの振動子素子からの受渡信号を、遅延線を用い
て適宜遅延して加算することによって行われる。この回
路は一般に整相回路と呼ばれている。そして、受波の焦
点位置は上記の各々の遅延線の遅延時間により定まるの
で、ダイナミックフォーカスは、複数の受渡信号に与え
るべき遅延時間を体内からの反射波の発生深度に応して
動的に変更することによって実現される。

上記の遅延時間の変更は、従来より遅延線に適切な間隔
でタップを設け、これらのタップを電子スイッチを用い
て選択切り換えて行っている。この場合、上記電子スイ
ッチの切り換え時にノイズが発生して、遅延線を介して
受波信号に混入することがあり、診断情報に誤った信号
が出現することがあった。そこで、このような現象を改
善するために、上記電子スイッチとしてノイズの発生の
少ないスイッチを用いればよいが、このような電子スイ
ッチは高価であるので遅延線のそれぞれのタップ毎に多
数設けると価格が上昇して経済的でないという欠点があ
った。

以上のような問題点に対処して、タップ切換スイッチを
備えた遅延線をそれぞれ有し焦点区間を互いに異ならせ
た二系統の整相回路を交互に使用すると共に、一方の整
相回路が使用されている間に他方の整相回路のタップを
切り換えるようにした装置が特開昭５６−１１２２３４
号公報で提案されている。この公報に記載された従来の
超音波診断装置は、第１３図に示すように、複数の振動
子素子１１、１２．・・・ｌ　ｉｎが配列され超音波を
送受波するアレー型の探触子２と、この探触子２の各振
動素子１１〜１ｏからの受波信号に所定の遅延時間を与
えて位相を揃え加算して出力する二系統の整相回路３，
３′と、これらの整相回路３，３′内の各遅延線の終端
抵抗の信号を増幅する増幅器４゜４′と、上記二系統の
整相回路３，３′からの出力信号を交互に切り換えるた
めの電子スイッチ５と、上記各整相回路３，３′で整相
された信号を検波、圧縮する検波器６と、この検波器６
からの出力信号を画像として表示する表示装置７とを備
えて成っていた。ここで、上記二系統の整相回路３．３
′は、それぞれ上記探触子２の各振動子素子１１〜１イ
からの受波信号を入力して増幅する定電流源出力型の増
幅器８１　ｅ　８２ｇ・・・１８ｎ；８１８２１、・・
、８ｒ１７　と、遅延線９．９′　と、これらの遅延線
９，９′に適宜の間隔で設けられたタップを選択切り換
えする電子スイッチから成るタップ切換スイッチ１０１
．１０ｚ、−、１０ｎ；　１０１１０２′、・・・、１
０ｎ’　とから成る。なお、第１３図において、符号１
１は電子スイッチ５及びタップ切換スイッチ１０１〜１
０−、１０ｆ’　〜１００を切り換え制御するための制
御器である。

このように構成された超音波診断装置においては、上記
それぞれのタップ切換スイッチ１０１〜１０ｎ及び１０
１′〜１０ｎ′の切り換えは、それらが属する整相回路
３または３′の出力端（４゜４′）が電子スイッチ５の
切り換えにより次段（６）から切り離されている間に行
われるので、上記タップ切換スイッチ１０１〜１０ｎま
たは１０１〜１０．　　の動作により発生するノイズが
次段以降の信号に混入することはない。従って、多数必
要とされる上記タップ切換スイッチ１０１〜１０゜及び
１０１′〜１０ｒ１′は、ノイズが発生してもよい安価
なスイッチで間にあわせることができる。

このとき、各整相回路３，３′からの出力信号を交互に
切り換える電子スイッチ５は、常に信号が流れている部
分を切り換えるので、ノイズの発生の少ない高価なスイ
ッチを用いなければならないが、その個数がわずかであ
ることから特に価格が上昇するものではなく、全体とし
てはコスト上昇を抑えることができる。これにより、ダ
イナミックフォーカス時の各タップ切換スイッチ１０１
〜１０、または１０１′〜１０．’　の切り換えにより
発生するノイズの影響を受けないようにしていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、このような従来の超音波診断装置においては、
第１３図に示すように、二系統の整相回路３，３′を用
意することから、高価な遅延線９゜９′　を二系統分必
要とし、回路規模が大きくなると共に、コストも上昇す
るものであった。さらに、上記二系統の整相回路３，３
′からの信号に感度差があると、出力側の電子スイッチ
５の切り換えにより、表示装置７に表示される画像に明
暗の段差が発生することとなるので、使用部品について
は特性バラツキの少ないものを選択して用いる必要があ
り、そのために多くの調整時間を要し、また、使用でき
る部品の歩留りが悪く、これ等はコスト上昇の原因とな
るものであった。なお、」二記二系統の整相回路３，３
′の感度差が少なくなっても、各系統の焦点の位置が異
なることから受信感度も異なることとなり、やはり出力
側の電子スイッチ５の切り換えにより、表示装置７に表
示される画像に明暗の段差が発生することとなるもので
あった。

そこで、本発明は、このような問題点を解決することが
できる超音波診断装置及びこの超音波診断装置に用いる
ため改良した遅延線を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明による遅延線は、集
中定数インダクタとキャパシタとを備えて成る二次のオ
ールパス形遅延線において、二種のキャパシタを、逆電
圧の変化率に対する容量の変化率が等しい可変容量ダイ
オードで構成したものである。

また、上記遅延線の関連発明としての超音波診断装置は
、複数の振動子素子が配列され超音波を送受波する探触
子と、二の探触子の各振動子素子からの受渡信号に所定
の遅延時間を与える遅延線を有しこれらの遅延線で位相
が揃えられた受波信号を加算して出力する整相回路と、
この整相回路で整相された信号を検波する検波器と、こ
の検波器からの出力信号を画像として表示する表示装置
とを備えて成る超音波診断装置において、上記整相回路
内の遅延線として、集中定数インダクタとキャパシタと
を備えて成る二次のオールパス形遅延線における二種の
キャパシタを、逆電圧の変化率を対する容量の変化率が
等しい可変容量ダイオードで構成した遅延線を用いたも
のである。

〔作用〕

上記のように構成された遅延線は、集中定数インダクタ
とキャパシタとを備えて成る二次のオールパス形遅延線
において上記キャパシタを可変容量ダイオードで構成し
たことにより、少ないセクション数で小形化を図ると共
に、遅延時間を制御する電気信号として１系統のみでよ
いため、その周辺制御回路構成を簡単にすることができ
る。

また、上記のように構成された超音波診断装置は、その
整相回路内の遅延線として、上記の１系統の電気信号に
より遅延時間が制御できると共に少ないセクション数で
小形化を図ることができる遅延線を用いることにより、
小形かつ高性能の一系統の整相回路だけでダイナミック
フォーカスを実現できると共に、装置全体を小形かつ安
価とすることができる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて詳細に説明
する。

第１図は本発明による遅延線の実施例を示す回路図であ
る。この遅延線は、従来の可変型の遅延線に比し、使用
できる周波数の上限を高くした可変型の遅延線を実現す
るものであるが、まず、その構成を考えるに至った思考
過程を第３図〜第７図を参照しながら説明する。

第３図に集中定数形遅延線で誘導Ｍ形と呼ばれているも
のの回路図を示す。この誘導Ｍ形遅延線は、インダクタ
Ｌ／２．Ｌ／２．・・・と、キャパシタＣ，Ｃ，・・・
とを備えて成り、各区間（セクション）内のインダクタ
Ｌ／２は互いに結合している。

そして、この第３図に示した誘導Ｍ最遅延線の等価回路
を示すと第４図のようになる。ここで、値ｍはインダク
タＬ／２の結合状態により与えられる定数で、例えばｍ
＝１．２７　　の場合に最も優れた特性が得られる。こ
の場合、必要な遅延量τに対するセクション数Ｎは、次
式で与えられる。

なお、ｆ　ＣｎはＮセクションを接続したときのカット
オフ周波数である。従って、誘導Ｍ最遅延線の縦続セク
ション数Ｎの増加は、遅延量τの３／２乗に比例して急
速に増加することがわかる。このことから、上記誘導Ｍ
最遅延線においては、遅延量τが大きくなるに従って急
速に大形化することとなる。

これに対して、第５図に示すように集中定数インダクタ
とキャパシタとを備えて成る二次のオールパス形遅延線
が提供されており、この二次のオールパス形遅延線を用
いると遅延時間周波数特性の改善を図ることができる。

なお、上記の誘導Ｍ最遅延線または二次のオールパス形
遅延線を構成するインダクタ及びキャパシタにおいてと
るべき回路定数は、第４図または第５図に示すとおりで
ある。

ここで、第３図に示す誘導Ｍ最遅延線と、第５図に示す
二次のオールバス形遅延線とにおいて、遅延時間ＴＤと
周波数帯域幅、ｆＢとの積である遅延帯域幅積Ｔｏ、ｆ
Ｂ及びこの遅延帯域幅積Ｔｏｊｓあたりに必要な遅延線
のセクション数Ｎを表わすＮ／ＴｏｓＢの関係を示すと
、第６図のようになる（　ｒＮＨＫ技術月報」昭和４３
年５月　第２５頁）。

第６図において、実線Ａは誘導Ｍ最遅延線の場合を示し
ており、破線Ｂは二次のオールパス形遅延線の場合を示
している。この第６図から、同じ遅延帯域幅積ＴｏｆＢ
なら、必要な遅延線のセクション数Ｎは、二次のオール
パス形遅延線の方が少なくてよいので、遅延線を小形化
すると共に信号の伝送損失を少なくするためにも、上記
二次のオールパス形遅延線の方が適していることがわか
る。

しかし、従来の可変型の遅延線は、第７図に示すように
、前述の第３図に示した誘導Ｍ型遅延線におけるキャパ
シタＣ，Ｃ，・・・を、逆電圧により接合容量が変化す
る可変容量ダイオードＶＣで構成したものが用いられて
いる。このような誘導Ｍ最遅延線に基づいて構成された
可変型の遅延線においては、第６図を参照して説明した
ように、必要とする遅延時間ＴＤと周波数帯域幅ＪＢの
積ＴＤｆＢが大きくなる程、必要な遅延線のセクション
数Ｎが増加し、遅延線の小形化及び信号の伝送損失の低
減等の点で不利であった。

そこで、本発明においては、第５図に示した集中定数イ
ンダクタとキャパシタとを備えて成る二次のオールパス
形遅延線における上記キャパシタを、可変容量ダイオー
ドで構成することにより、第１図に示す本発明による可
変型の遅延線１２が実現される。第１図においては、第
５図における一方のキャパシタ２Ｃの部分を可変容量ダ
イオードＶ　Ｃ１で構成し、他方のキャパシタＣ／６の
部分を他の可変容量ダイオードＶ　Ｃ２で構成している
。そして、上記それぞれの可変容量ダイオードＶＣＩ、
ＶＣ２は、抵抗ｒ１．ｒ２を介して印加される制御電圧
Ｖｌ、Ｖ２によって制御されるようになっている。なお
、これらの抵抗ｒｌ、ｒ２は、上記可変容量ダイオード
ＶＣｉ、ＶＣ２の静電容量を制御する回路を介して各セ
クションに信号が流れ、セクション相互間で干渉するの
を防止するために設けたものである。

上記一方の可変容量ダイオードＶ　Ｃ１は、制御電圧Ｖ
を変えることにより、その容量を変えて遅延線１２の遅
延時間を制御する。この際、良好な遅延時間の周波数特
性を保つためには、他方の可変容量ダイオードＶ　Ｃ２
の容量が上記一方の可変容量ダイオードＶＣＩの容量が
１／１２に保たれている必要がある。従って、このよう
な動作条件を満たすように制御電圧ｖ１とｖ２を与えれ
ばよい。ここで、上記可変容量ダイオードｖＣよ及びＶ
　Ｃ２の逆電圧と容量の特性曲線がそれぞれ同じ関数で
記述されるような関係にあると、制御電圧■１と■２は
、第１図に示すように同じ信号源電圧、例えば■１を用
い可変容量ダイオードＶ　Ｃ１へそのｖｌを供給し、可
変容量ダイオードＶ　Ｃ２へは係数器Ｋを用いて分圧し
て生成した■２を供給する簡単な構成であって、可変容
量ダイオードＶ　ＣｘとＶ　Ｃｔの容量比が１／１２な
る最適値に保ったままその大きさを変えることができる
。このように、制御電圧源として■１と■２のそれぞれ
が、遅延時間の最適制御を行うために独立して信号を発
生する回路を備えなくてもよい。

上記の可変容量ダイオードは逆電圧の大きさによりその
接合容量ＣＪが変化する。可変容量ダイオードの容量Ｃ
は、Ｃ”　ＣＪ　＋　Ｃｃで表わされる。

通常、ストレス容量Ｃｃはかなり小さいので、Ｃ〜ＣＪ
　となる。Ｃ４の値は簡単に次のごとく表すことができ
る。

ＣＪＣＣ（ＶＲ＋φ）　　〜ＶＲ−（２）ここに　■Ｒ
：ダイオードの逆方向電圧φ　：接触電位差 γ　：容量変化率 γは接合の種類によって異なり、傾斜接合で１／２、階
段接合で１／２、超階段接合で１／２以上（３〜４）と
なる。接合容量と逆電圧ＶＲの関係を両対数のグラフに
示すと第９図（電波新聞社発行、電子部品ハンドブック
、１６０頁）のようになる。γが大きい程逆電圧の変化
に対する接合容量の変化率は大きくなる。市販されてい
る可変容量ダイオードの逆電圧と接合容量の変化率はγ
の値が異なるため、第１０図のごとき様々な特性を示す
。可変容量ダイオードＶ　Ｃ１とＶＣ２が異なる品種で
あってもγが同じなら、φの値、Ｃｃの値が異なってい
ても、第１図においては、係数器Ｋを演算増幅器で構成
し、そのオフセット電圧を調整すること、ストレイ容量
Ｃｃの調整用キャパシタＣｏ　を設けてそれを調整する
などにより同じ制御信号で最適の遅延時間の制御ができ
ることが明らかである。

第１図において、可変容量ダイオードＶ　Ｃ１とＶ　Ｃ
ｘが逆電圧と静電容量の特性曲線が同じであるため同じ
逆電圧でＶＣ２の静電容量が常にＶ　Ｃ１のそれの１／
１２にするためには、Ｖ　Ｃ１とＶＣｚの可変容量ダイ
オードとして同品種のもので且つ並列接続する個数を異
なるものとすることにより実現できる。第１１図と第１
２図にその実施例を示す。第１１図は第１図の各セクシ
ョンの可変容量ダイオードＶ　Ｃ１に相当するものとし
て陰極を共通接続した可変容量ダイオード対を１２組を
用い、第１図のＶＣｚに相当するものとして陰極を共通
接続した上記と同じ品種の可変容量ダイオード対を１組
用いている。このような構成により１系統の遅延時間制
御信号Ｖを変化させるのみで、（ロ）点と（ハ）点間の
静電容量は、（イ）点と（ニ）点間の静電容量の１／１
２となり最適の遅延特性を達成している。

第１２図の実施例は、全ての可変容量ダイオードは同品
種とし第１図の可変容量ダイオードＶ　Ｃ１に相当する
ものとして、図のごとく１本の可変容量ダイオードの静
電容量Ｃなる３本の可変容量ダイオードを並列にしだも
の２組（総静電容量は６Ｃ）を用意し、それら２組の可
変容量ダイオード群を点Ａにてそれぞれ陽極と陰極を接
続し、それぞれ絶対値の等しい逆電圧を印加するため、
極性の異なる制御電圧を抵抗ｒｉ　を介して印加する構
成となっている。ここで、３本の可変容量ダイオード群
２組の静電容量の和より十分大きいバイパスコンデンサ
ＣＯを設けである。上記の２組の可変容量ダイオードの
逆電圧は、絶対値は等しいが極性の異なるものを与える
ため、演算増幅器からなるインバータ■を設けである。

２本の可変容量ダイオードを直列接続したものにおける
点Ｂと圧Ｖの大きさにかかわらず成立するため最適の遅
延特性が達成される。

第１１図および第１２図の可変遅延線の各セクションの
可変容量ダイオードとして、各々の素子が最も近いもの
となるようにするため、同じ構造の可変容量ダイオード
を同一のシリコン基板上に作成し、相互に必要な配線を
した素子を用いると小型にして目的とする効果が容易に
達成される。

なお、第１図、第１１図および第１２図において、符号
Ｒは可変容量ダイオードＶＣＩ、ＶＣ２に陰極の直流電
位を接地電位と同じにするための抵抗で、遅延線１２の
信号源抵抗及び終端抵抗の一部となり、後述の電子制御
可変抵抗器１３と並列に接続されている。また、符号Ｃ
は直流阻止用のコンデンサである。さらに、符号Ｔは高
周波トランスであり、その二次巻線の一端はコンデンサ
Ｃを介して電子制御可変抵抗器１３に接続され、他端は
上記遅延線１２に接続されている。従って、上記遅延線
１２は、電子制御可変抵抗器１３で定まる信号源抵抗を
有する定電圧信号源で駆動されることになる。

また、本発明の遅延線１２は、可変容量ダイオードＶＣ
Ｉ、ＶＣ２あるいはＶＣの逆電圧の大きさによりその容
量を変化させると、遅延時間と共に特性インピーダンス
も変化する。このことから、信号の入出力端でインピー
ダンスの不整合による反射が生じないように、信号源抵
抗と終端抵抗は、遅延時間の制御に対応して常に上記遅
延線１２と整合するように変化させる必要がある。その
ため、上記信号源抵抗と終端抵抗の部分には、電気信号
により抵抗値が変化する電子制御可変抵抗器］−３がそ
れぞれ設けである。この電子制御可変抵抗器１３は、第
２図に示すように、可変利得増幅器１４の利得Ｇをその
制御電圧Ｖｃｇにより変えて、その入力抵抗を連続的に
変化させることができるものである。

以下に、この電子制御可変抵抗器１３の動作を第２図を
参照して説明する。第２図の回路は、電圧利得Ｇが制御
電圧Ｖｃｇで制御できる可変利得増幅器１４に一定抵抗
Ｒ１で帰還を施してその回路の抵抗値を可変としたもの
である。上記のような可変利得増幅器１４は、よく用い
られているギルバードセルなどにより実現でき、制御電
圧Ｖｅｒと電圧利得Ｇは一定の関係にあり、周囲温度の
変化による利得Ｇの変動が小さく実用的である。ここで
、上記可変利得増幅器１４の入力端１５から見たインピ
ーダンスを求める。このとき、可変利得増幅器１４の入
力インピーダンスは無限大で、出力インピーダンスは零
とし、入力端ＩＳにおける入力電圧をＥ　１．　ｎ、電
流をｉ、出力端１６における出力電圧をＥ。ｌｌｔ　と
すると、次式が成り立つ。

Ｅ＋ｎ　　Ｒｉ−Ｅｏｕｔ＝○　　　　　　　　−（３
）Ｅ　ｏｕｔ　＝　　Ｇ−Ｅ　ｉｎ−（４）この第（３
）式と第（４）式からＥｏｕｉを消去すると、Ｅ　１ｎ
　＝　　　　１　　　　　　　　　　　　・・・（５）
１＋Ｇ となる。そして、この入力電圧Ｅ１．．の式を電流ｉで
偏微分すると、入力端１５から見たインピーダンスＺ　
ｔ　ｎは次式のようになる。

δ　ｉ　　　　１＋Ｇ この第（６）式にかおいて利得Ｇを変えると、入力端１
５から見たインピーダンスＺＬ１１は変化することとな
る。すなわち、第２図に示す回路の入力端１５と対地間
の抵抗は、制御電圧Ｖ　ｃ　ｇにより制御可能となる。

例えば、利得ＧをＯから４まで変化させると、入力端１
５におけるインピーダンスＺ　Ｉ　ｎは、Ｒから０．２
Ｒまで変化することとなる。

第８図は、第１図、第１１図、第１２図に示す遅延線１
２の関連発明としての超音波診断装置の実施例を示すブ
ロック図である。この超音波診断装置は、電子セクタ走
査形とされており、例えば短冊状に形成された複数の振
動子素子１１．１２゜・・・、１、が−列状に配列さ九
超音波を送受波する探触子２と、この探触子２の各振動
子素子１１〜１ｎからの受波信号を入力し時間と共に利
得を増加させ検診深度に応じて信号強度を補正する複数
の可変利得増幅器１７ｔ、　１７２．・・・、１７ｏと
、これら各可変利得増幅器１７１〜１７．からの出力信
号に所定の遅延時間を与えて位相を揃え加算して出力す
る整相回路１８と、この整相回路１８で整相された信号
を検波する検波器６と、この検波器６からの出力信号を
画像として表示する表示装置７とを備えて成る。そいて
、上記整相回路１８は、探触子２の各振動子素子１１〜
１ｏで受波するエコー信号のチャンネル数の分だけ並列
に設けられ各可変利得増幅器１７１〜１７ｎからの出力
信号に所定の遅延時間を与える複数の遅延回路１９工。

１９２、・・・、１９ｎと、これらの遅延回路１９１〜
１９、の出力側にそれぞれ接続され各遅延回路１９１〜
１９．からの出力信号の電圧を定電流信号源に変換する
電圧／電流変換回路２０１，２０２゜・・・、２０□と
、ｎチャンネルの入力信％線及びｍチャンネルの出力信
号線が図示のように交差しその交点にそれぞれアナログ
スイッチ２１，２１゜・が配設されたクロスポイントス
イッチ２２と、このクロスポイントスイッチ２２の出力
信号線に適宜の間隔でｍチャンネル分設けたタップがそ
れぞれ接続されたタップ付ＬＣ遅延線２３とから成る。

なお、上記タップ付ＬＣ遅延線２３の両端部に接続され
た抵抗Ｒは、該タップ付ＬＣ遅延線２３に特性インピー
ダンスとインピーダンスマツチングをとった終端抵抗で
ある。また、前記可変利得増幅器１７１〜１７□の動作
は、制御部２４からの制御信号Ｓ１で制御されるように
なっている。

ここで、本実施例においては、上記整相回路１８内の遅
延回路１９１〜１９．、としては、第１図に示す回路構
成とされその制御端子に入力する制御電圧Ｖ　１　ｙ　
Ｖ　２１　Ｖ　ｃｇにより遅延時間が連続的に変えられ
る遅延線１２を備えた遅延回路が用いられている。この
遅延回路１９１〜１９ｎは、制御部２４からの制御信号
Ｓ２３により、時間と共に超音波ビームの収束点を深い
所へ移動するようにその収束位置が制御されるようにな
っている。そして、上記タップ付ＬＣ遅延線２３の終端
抵抗Ｒに現われる信号電圧は、上記各遅延回路１９１〜
１９ｎにより適宜遅延を与えられた後、さらにクロスポ
イントスイッチ２２により選択されたタップ位置に対応
した遅延時間に相当する遅延が与えられ、それぞれの信
号が加算される。従って、上記の遅延回路１９１〜１９
Ｉｌは、タップ付ＬＣ遅延線２３のタップ間隔で決まる
遅延時間の分解能をさらに細分してその遅延時間の分解
能を上げるという役割も持っている。このとき、上記タ
ップ付ＬＣ遅延線２３の遅延時間は、主に超音波ビーム
の偏向方向を設定するための役割を行うこととなる。な
お。

上記遅延回路１９＋〜１９ｎとタップ付ＬＣ遅延線２３
との併用により、タップ付ＬＣ遅延線２３のタップ間隔
はある程度粗にしても問題なく、クロスポイントスイッ
チ２２のアナログスイッチ２１の数を少なくすることが
できる。また、上記クロスポイントスイッチ２２の動作
は、制御部２４からの制御信号Ｓ８で制御されるように
なっている。

さらに、上記の各遅延回路１９１〜１９ｎは、必要に応
じて複数段を縦続接続したものを用いてもよい。

このような構成により、本実施例の電子セクタ走査形の
超音波診断装置においては、整相回路１８内の各遅延回
路１９１〜１９ｎがその制御端子への１系統の制御信号
Ｓ２の入力だけで遅延時間が連続的に変えられ、且つそ
の周波数−遅延時間の特性が優れているので、一系統の
整相回路１８だけで超音波ビームの収束点を連続的に移
動するダイナミックフォーカスが高い超音波周波数にわ
たり高性能且つ小形で実現できる。

上記第８図に示す実施例は電子セクタ走査形の装置に本
発明の遅延回路を適用したものである力１、本発明の遅
延回路は電子リニア走査形の装置にも適用できる。

〔発明の効果〕

本発明による遅延線（第１図、第１１図および第１２図
参照）は以上のように構成されたので、従来の可変型の
遅延線（第７図参照）より少なし１セクシヨン数で同じ
周波数遅延時間特性が得られる。従って、信号の伝送損
失が少ないと共に小形化した可変型の遅延線を実現する
ことができる。

さらに、その制御端子へ１系統の電気信号（制御信号）
の入力だけで遅延時間を連続的に変化させることができ
る。

また、本発明による超音波診断装置（第８図参照）は以
上のように構成されたので、整相回路１８内の遅延回路
１９１〜１９ｎとして第１図、第１１図あるいは第１２
図に示す回路構成の遅延線１２を備えた遅延回路を用い
ることにより、その制御端子に印加する電気信号だけで
遅延時間を連続的に変化させて所望の位置に超音波ビー
ムの収束点を移動することができる。従って、従来の整
相回路内の遅延線のようにノイズが発生することがない
ので、二系統の整相回路を設けて交互に使用する必要は
なく、一系統の整相回路（１８）だけでダイナミックフ
ォーカスを実現することができる。このことから、回路
規模を小さくすることができ、装置を小形化できると共
にコスト低下を図ることができる。また、従来のような
二系統の整相回路からの信号を切り換えて表示するので
はなく、一系統の整相回路からの信号をそのまま表示装
置７に表示するだけであるので、画像に明暗の段差が発
生することなく、均一な画質の画像が得られ、診断をや
り易くすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例による遅延線の回路図、第２
図は第１図中の電子制御可変抵抗器の内部構成を示す回
路図、第３図乃至第７図及び第９図、第１０図は本発明
を創作するに至った思考過程を説明するための従来技術
の回路図及びグラフ、第８図は第１図に示す遅延線を組
み込んだ関連発明としての超音波診断装置の一実施例の
構成を示すブロック図、第１１図及び第１２図は本発明
の遅延線のその他の実施例の回路図、第１３図は従来の
超音波診断装置の構成を示すブロック図である。 １・・・振動子素子、２・・・探触子、６・・・検波器
、７表示装置、１２・・・遅延線、１７１〜１７・・・
可変利得増幅器、１８・・・整相回路、１９１〜１９ｎ
・・・遅延回路、２４−・・制御部、Ｖ　Ｃ、Ｖ　Ｃｌ
　、　Ｖ　Ｃ２・・可変容量ダイオード、Ｖ　、　Ｖｉ
、　Ｖ２．　Ｖｃｇ・−ｆＩ’Ｎ＆ａＥ圧、第３図 箒４図 箒 図 第乙図 第７圓 ｑ 困 茶 固

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. １．集中定数インダクタとキヤパシタとを備えて成る二
   次のオールパス形遅延線における二種のキヤパシタを、
   逆電圧の変化率に対し静電容量の変化率が同じ可変容量
   ダイオードで構成したことを特徴とする遅延線。
2. ２．上記１項記載の遅延線におけるキヤパシタとして、
   逆電圧の変化に対する静電容量の変化特性が同じ一種類
   の可変容量ダイオードを複数個組合せた構成としたこと
   を特徴とする遅延線。
3. ３．複数の振動子素子が配列され超音波を送受波する探
   触子と、この探触子の各振動子素子からの受波信号に所
   定の遅延時間を与える遅延線を有しこれらの遅延線で位
   相が揃えられた受波信号を加算して出力する整相回路と
   、この整相回路で整相された信号を検波する検波器と、
   この検波器からの出力信号を画像として表示する表示装
   置とを備えて成る超音波診断装置において、上記整相回
   路内の遅延線として、上記請求項１に記載の遅延線を用
   いたことを特徴とする超音波診断装置。
4. ４．複数の振動子素子が配列され超音波を送受波する探
   触子と、この探触子の各振動子素子からの受波信号に所
   定の遅延時間を与える遅延線を有しこれらの遅延線で位
   相が揃えられた受波信号を加算して出力する整相回路と
   、この整相回路で整相された信号を検波する検波器と、
   この検波器からの出力信号を画像として表示する表示装
   置とを備えて成る超音波診断装置において、上記整相回
   路内の遅延線として、上記請求項２に記載の遅延線を用
   いたことを特徴とする超音波診断装置。