JPH04185280A - 共振型スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は絶縁トランスとコンデンサの直列共振を利用す
るスイッチング電源回路に関する。

（ロ）従来の技術 第５図を参照して従来のスイッチング電源回路を説明す
る。

スイッチング電源回路の主回路はその出力ＤＣ０ＵＴを
入力電源Ｄ　ＣＩ　Ｎから絶縁するトランス　（７２）
、このトランス（７２）の−次コイルＬ１の電流をスイ
ッチング制御するスイッチング素子ＳＷ、このスイッチ
ング素子ＳＷを所定タイミングで駆動する制御回路（６
０）から構成され、大電流スイッチングおよび高圧スイ
ッチングに基づくノイズの防止、あるいはこのノイズに
よるスイッチング素子ＳＷ等の破壊防止のために、抵抗
Ｒ２□、コンデンサＣ２□、ダイオードＤ２２からなる
スナバ回路、抵抗Ｒ２□、コンデンサＣ２１からなるス
ナバ回路、抵抗Ｒ２３、コンデンサＣ２４からなるスナ
バ回路および急峻な立ち上がり、立ち下がりを抑え、ノ
イズの発生を抑制する目的でビーズコア（８０）等のイ
ンダクタンスが回路の所定箇所に付加されている。

集積回路として提供されることが多い制御回路（６０）
はパルスジェネレータ（６２）、アンドゲート（６４）
、フリツプフロツプ（６６）、バッファ＋６８１、比較
器（７０）を備える。パルスジェネレータ（６２）は端
子ＴＰＩＮと接地間にコンデンサが接続され内蔵された
抵抗とのＯＲ時定数で決められる一定の周波数で動作し
、あるいは、外部よりトリガパルスを供給すればトリガ
パルスに同期した周波数で動作する。

次に、このスイッチング電源回路の動作を説明する。

制御回路（６０）は抵抗Ｒ２Ｄを介して端子Ｖ０゜に供
給される入力電源Ｄ　ＣＩ　Ｎにより起動し、起動後は
ダイオードＤ２゜およびコンデンサＣ２゜により整流、
平滑されるトランス（７２）の三次コイル上３出力によ
り動作する。

今、比較器（７０）の圧力がハイレベルであれば。

フリツプフロツプ（６６）はパルスジェネレータ（６２
）出力の立ち上がりでアントゲ−）　ｆ８４）によりセ
ットされ、パルスジェネレータ（６２）出力の立ち下が
りでリセットされる。スイッチング素子ＳＷはこのフリ
ツプフロツプ（６６）のセット出力Ｑに基づいてバッフ
ァ（６８）により駆動される。そこで、トランス（７２
）の−次回路電流はこのスイッチング素子ＳＷのスイッ
チング動作に基づいて所定の時定数で変化して、トラン
ス（７２）の−次コイルＬ２および三次コイルＬ３に電
圧を誘起する。

トランス（７２）の−次回路電流は電流検出抵抗Ｒ８１
１Ｎにより検出され、比較器（７０）の反転入力端子に
入力されている。

入力電源Ｄ　ＣＩ　Ｎの電圧が低（なるか、圧力ＤＣ０
いアの電流が増加するかして、を流検出抵抗ＲＳＥＮに
より検出される一次回路電流が設定値７８以上になると
、比較器（７０）がアンドゲート（６４）にローレベル
を出力し、このアンドゲート（６４）によりパルスジェ
ネレータ（６２）からフリツプフロツプ（６６）に入力
されるセット信号が遮断される。この結果、−次回路電
流の平均値制御が行われる。従って、このような動作方
式のスイッチング電源回路では、起動直後を除いて、ス
イッチング素子ＳＷのオン・オフが入力電源Ｄ　ＣＩ　
Ｎの電圧値、出力ＤＣ０ＵＴの電流値に基づいて、ラン
ダムに行われる。

（ハ）発明が解決しようとする課題 従来のスイッチング電源回路はスイッチング特性あるい
は周波数特性の良好なダイオード、抵抗、コンデンサに
より構成されるスナバ回路およびビーズコアを複数必要
とするためスイッチング電源回路に対する小型化の要求
、低価格化の要求に応えることができない欠点を有して
いる。そして、このスナバ回路およびビーズコアの付加
によりスイッチング電源回路の動作周波数が制限される
ばかりか、スナバ回路において電力消費されスイッチン
グ電源回路の効率が低下する欠点を有している。

即ち、ノイズを低減させるスイッチング電源回路では交
換効率が低下し、また交換効率を向上させるスイッチン
グ電源回路ではノイズが問題となる。従って、ノイズの
低減と高い交換効率という相反する技術的事項を備える
スイッチング電源回路を実現できなかった。

また、大電流、高電圧をスイッチングするため、有限の
傾斜でオン・オフするスイッチング素子内部で消費され
る電力が大きく、スイッチング電源回路の効率が低下す
る欠点を有している。

（駒問題点を解決するだめの手段 本発明は斯る問題点に鑑みてなされ、その出力を入力電
源から絶縁するトランスと、このトランスの一次コイル
電流を制御するスイッチング素子と、このスイッチング
素子を所定タイミングで駆動する制御回路と、前記スイ
ッチング素子の被制御電極間に接続した共振コンデンサ
と、前記絶縁トランスの三次コイルの電圧を検出して共
振コンデンサの電圧が所定値となるタイミングで前記制
御回路をトリガしてスイッチング素子をオンさせる電圧
検出回路から構成される共振型スイッチング電源回路に
より、前記した従来のスイッチング電源回路が有する問
題を解決するものである。

（ホ）作用 共振コンデンサの振動電圧を検出し、この共振コンデン
サの電圧が所定値となるタイミングでスイッチング素子
をオンさせるため、スイッチング素子が遮断する電圧レ
ベル、電流レベルを任意の低い値とすることができ、ス
イッチング素子内部で消費される電力が低下する。また
、これにより、スイッチングノイズのレベルが低下する
ためスナバ回路が不要となる。

また、共振コンデンサの充電電荷レベルの極小点でスイ
ッチング素子がオンするため、共振コンデンサの充電エ
ネルギーが有効に二次側に伝達され、スイッチング素子
内部で消費される充電エネルギーが低下する。

さらに、電圧検出回路がトランジスタとダイオードのみ
によって構成され簡素であると共に共振コンデンサの電
圧が所定値以下となるタイミングでトランジスタがオン
する構成であるためトランジスタの飽和による動作速度
の低下がない。

さらにまた、共振コンデンサの電圧波形を比較的低電圧
のトランスの三次コイルから得るため。

電圧検出回路の高耐圧設計が不要である。

（へ）実施例 第１図乃至第４図を参照して本発明の共振型スイッチン
グ電源回路（以下、単にスイッチング電源回路と称する
）を説明する。

第１図を参照すると１本発明のスイッチング電源回路は
その圧力ＤＣＯＵＴを入力電源Ｄ　Ｃ＋　Ｎから絶縁す
るトランス（５０）、パワーＭＯ３ＦＥＴ、あるいは高
速タイプのＩＧＥＴ等が使用されるスイッチング素子Ｓ
Ｗ、スイッチング素子ＳＷの被制御電極間に接続される
共振コンデンサＣＲＩＩＩＩ、スイッチング素子ＳＷを
所定タイミングで駆動する制御回路（２０）、出力電圧
検出回路（５２）、共振コンデンサｃｐｉｓの残留電圧
をトランス（５０）の三次コイルから検出する電圧検出
回路（トランジスタＱ０．抵抗Ｒ９、ダイオードＤ２）
等から構成される。なお、スイッチング素子ＳＷの被制
御電極間にスナバ回路としてのコンデンサを並列接続し
たスイッチング電源回路が知られているが、本発明のス
イッチング電源回路の動作はその種のものとは明らかに
相違するものである。

制御回路（２０）は第２図にブロック図が示されている
ように、端子■。。の電源電圧の立ち上がりを検出する
比較器（２２）、この比較器（２２）の８カに基づいて
それぞれ５■の基準電圧ＶＲ１，，ｖ８を出力する基準
電圧回路（３４）、　　３人力オアゲート（２４＋。

端子Ｃ１に接続されるコンデンサＣ３と抵抗Ｒ４（第１
図参照）により設定される周波数であって、幅の狭いパ
ルスを出力するクロンクジエネレータ（２６）、フリツ
ブフロップ（２８）、差動増幅器（３０）、比較器（３
２）、プッシュプル接続されるトランジスタＱ１、Ｑ２
から構成される。

本実施例ではトランス（５０）の二次側の出力回路に出
力電圧検出回路（５２）を備え、ホトカブラＰＣを介す
るこの出力により、電圧検出回路（トランジスタＱ０、
抵抗Ｒ８、ダイオードＤ２）出力と独立に制御回路（２
０）が制御される。

本実施例では、電圧検出回路（トランジスタＱ。、抵抗
Ｒ８、ダイオードＤ２）によって、ノヘワースイッチ素
子ＳＷのＯＮするタイミング（ＶＤｌｌの極小点）が決
められ、一方、出力回路に接続されている出力電圧検出
回路（５２）により、ホトカブラＰＣを介する制御信号
によりパワースイッチＳＷのＯＦＦするタイミングが決
められる。この結果、大圧力条件並びにトランス（５０
）とコンデンサＣ□８の共振条件に従った周波数で回路
が動作するスイッチング・レギュレータである。

第１図および第２図を参照して実施例の基本的なスイッ
チング動作をまず説明する。

本発明のスイッチング電源回路は抵抗Ｒ，を介して端子
Ｖ。。に供給される入力電源Ｄ　ＣＩ　Ｎにより起動す
る。

この端子Ｖ。０の電圧が遷移する不安定動作期間では、
端子■。。の電圧と基準電圧ＶＢ丁とを比較する比較器
（２２）およびこの比較出力を反転入力する３人力オア
ゲート（２４）により、トランジスタＱ１がオフ、トラ
ンジスタＱ２がオンして制御回路（２（１）の出力ＯＵ
Ｔがローレベルに保たれている。従って、このタイミン
グではスイッチング素子ＳＷはオフしている。

次に、クロックジェネレータ（２６）が出力する一定周
期のパルスによりフリツプフロツプ（２８）がセントさ
れ、さらにクロンクジエネレータ（２６）の出力パルス
がローレベルになると、３人力オアゲート（２４）は非
反転出力としてローレベノシを、反転出力としてハイレ
ベルを出力する。そして、この３人力オアゲー）　（２
４＋の出力によりトランジスタＱ１がオン、トランジス
タＱ２がオフして制御回路（２０）の出力ＯＵＴがハイ
レベルになり、スイッチング素子ＳＷがオンする。

スイッチング素子ＳＷがオンすると、トランス（５０）
の−次コイルＬ、に所定の時定数で立ち上がる電流が流
れる。この電流は電流検出抵抗Ｒ，□によってＩ　ｓ！
ｓとして検出され、比較器（３２）の基準電圧ｖｓと比
較される。そこで、ｒ　１ｌＩｔＮが基準電圧Ｖｓより
大きくなるタイミングでフリップフロツブ（２８）がリ
セットされ、スイッチング素子ＳＷがオフする。

スイッチング素子ＳＷがオフすると、この被制御電極間
に並列接続された共振コンデンサＣＲ１，ｓに所定の時
定数で充電が行われた後、トランス（５０）の−次コイ
ルＬ１と共振コンデンサＣｌ１ｌ！Ｓによって直列共振
回路が形成されるため回路電流が振動する。そこで、電
圧検出回路（トランジスタＱ０、抵抗Ｒ，、ダイオード
Ｄ２）によりこの振動電圧の極小点を検出し、そのタイ
ミングでクロックジェネレータ（２６）がトリガされ、
スイッチング素子ＳＷが再びオンされる。

本発明のスイッチング電源回路は直前に説明したスイッ
チング素子ＳＷのオン動作、オフ動作を繰り返すことに
よって二次コイルＬ２に電圧を誘起する。

第３図（Ａ）（Ｂ）および第４図（Ａ）（Ｂ）を参照し
て本発明をさらに詳細に説明する。なお、第３図（Ａ）
（Ｂ）はそれぞれ従来のスイッチング電源回路と本発明
のスイッチング電源回路のスイッチング素子ＳＷの被制
御電極間電圧ＶＯＳおよび電流ＩＤｌ９の波形を模式的
に示している。これら波形を参照する上で、スイッチン
グ素子ＳＷの被制御電極間電圧ＶＯｇと電流■。８の位
相がずれ、スイッチング素子ＳＷの電圧・電流積が小さ
くなる点に注意が必要である。

スイッチング素子ＳＷを随時５強制的にオン・オフさせ
て、高インダクタンス回路の電流を制御する従来のスイ
ッチング電源回路では、第３図（Ａ）に示されるように
、特にスイッチング素子ＳＷのオフ時（Ｖｔ＋ｇの立ち
上がり時）に高レベルのノイズが発生することが理解さ
れる。また、スイッチング素子ＳＷが有限の速度で動作
するため。

ＶＤ８の立ち上がり、立ち下がりのタイミングにおいて
、被制御電極間電圧ＶＩ）ｓと電流ＩＤＩＩの積で表さ
れるスイッチング素子ＳＷの内部損失が大きくなること
も理解される。これに対して、トランス（５０）の−次
コイルＬ、と共振コンデンサＣＲ□によって直列共振回
路を形成する本発明では、比較的大容量の共振コンデン
サＣＲ１８が回路に直列に接続されているため、スイッ
チング素子ＳＷのオフ時に高インダクタンス回路が開路
されることがなく、ノイズが抑制される。

また、共振コンデンサＣＲＲｆｉの電圧波形を比較的低
電圧のトランスの三次コイルから得るため、電圧検出回
路に低圧ダイオードを用いることができ高耐圧設計が不
要となる。

第３図（Ｂ）を参照すると、本発明のスイッチング電源
回路では、スイッチング素子ＳＷオフ直後の被制御電極
間電圧ＶＤ、、即ち共振コンデンサＣ□８の電圧は充電
により所定の時定数で上昇し、トランス（５０）の二次
コイルＬ２へのエネルギー伝達が完了するまで一定レベ
ルとなり、その後振動する（同図面の左端には振動的な
減少傾向のみが示されている）。

本発明の電圧検出回路（トランジスタＱ０、抵抗Ｒｓ、
　ダイオードＤりには、前記した振動する被制御電極間
電圧ＶＤｇの極小点、望ましくは最初の振動の極小点を
検出し、このタイミングでスイッチング素子ＳＷをオン
させる機能を有する任意の回路を使用することができ、
この電圧検出回路によって、共振コンデンサＯＲ１８か
らトランスｆ５０）の二次コイルし２へエネルギー伝達
が完了したタイミングが検出される。

このタイミングによってスイッチング素子ＳＷをオンさ
せるときには、共振コンデンサＣＲＥ１１に充電された
エネルギーがスイッチング素子ＳＷ内部で消費されるこ
とが少なく、またＶＤＩ＋の立ち上がり、立ち下がりの
タイミングにおいて、被制御電極間電圧■ＤＩｌと電流
Ｉ０の積で表されるスイッチング素子ＳＷの内部損失が
抑制される。

実施例は電圧検出回路としてエミッタを制御回路（２０
）の電源端子■。。に接続したトランジスタＱ０、この
トランジスタＱ０のベースとスイッチング素子ＳＷの被
制御電極に接続した抵抗Ｒ６，レベルシフトダイオード
Ｄ２からなる具体回路を例示している。

次に、この電圧検出回路の検出レベルとトランス（５０
）のコイルの巻数比の関係を第４図（Ａ）（Ｂ）を参照
して説明する。

被制御電極間電圧Ｖ。Ｓは第４図（Ａ）に示されるよう
に振動し、最初の振動の極値Ｖ８が極小値となる。第４
図（Ｂ）に示すように、この極値■８が主としてトラン
ス（５０）の二次コイルと一次コイルの巻数比Ｒ＝Ｌ２
／Ｌ＋に支配されることが本件発明者等の研究によって
知られた。

第４図（Ｂ）は、例えば、ＣＴＶやＣＲＴデイスプレィ
等に使用される出力電圧が１２０〜１３０Ｖ位の電源回
路におけるコイルの巻数比Ｒ＝Ｌ２／Ｌ１を示す特性図
である。

第４図（Ｂ）のグラフ■は巻数比Ｒ＝Ｌ２／Ｌ。

＝１．０のときの被制御電極間電圧ＶＤＩＩ、即ち共振
コンデンサＣａｎ５の残留電圧■８を示し、グラフ■は
巻数比Ｒ＝　Ｌ　２／　Ｌ　＋＝　０　、　７５のとき
の共振コンデンサＣＲＩＩＩＩの残留電圧■８を示して
いる。同図より、スイッチング素子ＳＷで消費される電
力を低下させるにはトランス（５０）の巻数比Ｒを小さ
くして共振コンデンサＣＲ□の残留電圧■Ｒを低くする
のが好ましいことが容易に理解される。

一方、上記した反作用として）＜ワースイツチング素子
ＳＷへの印加電圧は上昇するが、２次側高速ダイオード
Ｄ３の電圧は減少するため、耐圧の小さいよりスイッチ
ングスピードの速いＶＦの小さい高性能のダイオードが
使用できるメリットが生じる。

かかる、本発明によれば、共振コンデンサの振動電圧を
検圧し、この共振コンデンサの電圧が所定値となるタイ
ミングでスイッチング素子をオンさせるため、（スイッ
チング素子が駆動する電圧レベルを任意の低い値とする
ことができ）スイッチング素子内部で消費される電力が
低下する。

また、これにより、スイッチングノイズのレベルが低下
するためスナバ回路およびビーズコアが不要となる。

さらに、共振コンデンサの充電電荷レベルの極小点でス
イッチング素子がオンするため、共振コンデンサの充電
エネルギーが有効に二次側に伝達され、スイッチング素
子内部で消費される充電エネルギーが低下する利点を有
する。

さらに、電圧検圧回路がトランジスタとダイオードのみ
によって構成され簡素であると共に共振コンデンサの電
圧が所定値以下となるタイミングでトランジスタがオン
する構成であるためトランジスタの飽和による動作速度
の低下がない。

さらにまた、共振コンデンサの電圧波形を比較的低電圧
のトランスの三次コイルから得るため、電圧検出回路の
高耐圧設計が不要である。

（ト）発明の効果 以上述べたように本発明によれば、 （＋１　スイッチング素子のオン・オフが電圧レベル、
電流レベルが低いタイミングで行われるため。

スイッチングノイズのレベルが低下する。

このため、スナバ回路やビーズコアが不要となり、スイ
ッチング電源回路の小型化、低価格化が達成される。

（２）共振コンデンサの充電電荷レベルの極小点でスイ
ッチング素子がオンするため、共振コンデンサの充電エ
ネルギーが有効に二次側に伝達され。

スイッチング素子内部で消費される充電エネルギーが低
下する。

（３）スイッチング素子のオン・オフが電圧レベル、電
流レベルが低いタイミングで行われ、且つ互いに時間的
位相関係がずれているため、電圧・電流積であられされ
るスイッチング素子内部損失が低下する。

（４）共振コンデンサの電圧波形を比較的低電圧のトラ
ンスの三次コイルから得るため、電圧検出回路に低圧ダ
イオードを用いることができ高耐圧設計が不要である。

従って、低圧ダイオードを使用できるために発生ノイズ
を著しく抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は実施
例で使用される制御回路のブロック図、第３図（Ａ）（
Ｂ）はそれぞれ従来例と本発明の実施例のスイッチング
素子の電圧・電流波形図、第４図（Ａ）（Ｂ）はそれぞ
れ共振コンデンサの残留電圧を説明する図、共振コンデ
ンサの残留電圧と絶縁トランスの巻数比の関係を説明す
る図、第５図は従来例のブロック図。 （２０）・・・制御回路、　　（５０）・・・トランス
、　　（５２）・・・圧力電圧検出回路、　ＳＷ・・ス
イッチング素子、ＣＲ１５・・・共振コンデンサ、　Ｐ
Ｃ・・・ホトカプラＲｓｗＮ・・・電流検出抵抗。 土願人　三洋電機株式会社 代理人　弁理士　百計　卓嗣外２名 第３　図（△） 第４図（Δ） 第４図（Ｂ）

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）絶縁トランスと、この絶縁トランスの一次コイル
   電流を制御するスイッチング素子と、このスイッチング
   素子を所定タイミングで駆動する制御回路と、前記スイ
   ッチング素子の被制御電極間に接続した共振コンデンサ
   と、前記絶縁トランスの三次コイルの電圧を検出して前
   記共振コンデンサの電圧が所定値となるタイミングで前
   記制御回路をトリガしてスイッチング素子をオンさせる
   電圧検出回路とから構成される共振型スイッチング電源
   回路。
2. （２）前記電圧検出回路により共振コンデンサの振動電
   圧の極小点を検出したことを特徴とする請求項１記載の
   共振型スイッチング電源回路。
3. （３）二次側の出力回路に出力電圧検出回路を備え、こ
   の出力により、前記電圧検出回路出力と独立に前記制御
   回路を制御したことを特徴とする請求項１記載の共振型
   スイッチング電源回路。
4. （４）前記スイッチング素子としてパワーＭＯＳＦＥＴ
   を使用したことを特徴とする請求項１記載の共振型スイ
   ッチング電源回路。