JPH04280108A - 平衡変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン、ＶＴＲ
（ビデオテープレコーダー）等におけるビデオ信号を処
理する平衡変調回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】平衡変調回路は、ビデオ信号回路におい
て非常に多く用いられており、殆どの場合集積回路化さ
れた平衡変調器を使用している。しかしながら、平衡変
調器には後述するようにキャリアリークの問題があり、
平衡変調器で処理された映像信号をテレビジョンで再生
した場合に画質が悪化するので、大きな問題になってい
る。

【０００３】以下、前記の平衡変調器の動作を図４及び
図５を用いて説明する。

【０００４】図４において、Ｑ　１，Ｑ　２，Ｑ　３，
Ｑ　４，Ｑ　５，Ｑ　６，Ｑ　７，Ｑ　８は各々トラン
ジスタ、Ｒ　１，Ｒ　２，Ｒ　３，Ｒ　４，Ｒ　５は各
々抵抗、Ｖ　ＢはトランジスタＱ　１，Ｑ　２のベース
バイアス、ａ，ｂは各々平衡変調器の入力端子、ｃ，ｄ
は各々変調キャリア入力端子、ｅ，ｆは各々平衡変調器
の出力端子、Ｉ　１〜Ｉ１２は各々電流である。

【０００５】図４の回路の動作波形を図５に示す。図５
におけるａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｆ，Ｉ１１，Ｉ１２は図４に
おけるａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｆ，Ｉ１１，Ｉ１２に各々対応
している。図５において、ａはＶ　１の電圧を持ち、ｂ
は電圧値がＶ　１の期間Ｔ　１と、Ｖ　１よりも電圧が
高い期間Ｔ　２と、Ｖ　１よりも電圧が低い期間Ｔ　３
とを持ち、ｃはＶ　２の電圧を持ち、ｄはＶ　２を中心
としたパルスであり、Ｉ１１、Ｉ１２は電流値であり、
ｆは出力電圧波形である。

【０００６】図４において、Ｑ　１とＱ　２、Ｑ　３と
Ｑ　４、Ｑ　５とＱ　６とＱ　７とＱ　８のトランジス
タ特性が各々等しく、Ｒ　１とＲ　２の抵抗値が等しい
理想的な状態では、図５における期間Ｔ　１の出力電圧
ｆの交流振幅は完全にゼロとなる。即ち、期間Ｔ　１で
はＩ　１＝Ｉ　２，Ｉ　３＝Ｉ　４，Ｉ　５＝Ｉ　６と
なるため、変調キャリアｄがＨｉｇｈの期間はＩ１１＝
Ｉ　９，Ｉ１２＝Ｉ　８となり、変調キャリアｄがＬｏ
ｗの期間はＩ１１＝Ｉ　７，Ｉ１２＝Ｉ１０となり、期
間Ｔ　１においてはＩ１１，Ｉ１２は各々（１／２）×
（Ｉ　１＋Ｉ　２）となり値に変化がないことが分かる
。次に期間Ｔ　２においてはＩ６＞Ｉ　５となり、期間
Ｔ　３においてはＩ　６＜Ｉ　５となるため、電流Ｉ１
１，電流Ｉ１２，出力電圧ｆは各々図５に示すような波
形となる。

【０００７】次に図６を用いて、図４に示した平衡変調
器のキャリアリークについて説明する。図６におけるｂ
，ｄは図４及び図５におけるｂ，ｄに各々対応している
。図４において、次の（１），（２），（３）のいずれ
かの場合にはａ，ｂの入力電圧が等しくてもＩ　５≠Ｉ
　６となる。

【０００８】（１）抵抗Ｒ　１とＲ　２の抵抗値が等し
くない。

【０００９】（２）トランジスタＱ　１とＱ　２の特性
が等しくない。

【００１０】（３）トランジスタＱ　３とＱ　４の特性
が等しくない。

【００１１】図４においてａ、ｂの電圧が等しくても上
記（１），（２），（３）のいずれかの理由によって例
えばＩ　５＞Ｉ　６となった場合の動作波形を図６に示
す。 図６においてＩ１１´，Ｉ１２´はＩ　５＞Ｉ　６のと
きの図４における電流Ｉ１１、Ｉ１２の電流値を示す。 すなわち図４及び図６において変調キャリアｄがＨｉｇ
ｈの期間はＩ１２＝Ｉ　８＝Ｉ　５となるため、Ｉ１２
の電流値であるＩ１２´が（１／２）×（Ｉ　１＋Ｉ　
２）よりも大きくなり、変調キャリアｄがＬｏｗの期間
はＩ１２＝Ｉ１０＝Ｉ　６となってＩ１２´が（１／２
）×（Ｉ　１＋Ｉ　２）よりも小さくなる。従って図４
において、前記（１），（２），（３）のいずれかの原
因によって無信号時にＩ　５≠Ｉ　６となった場合の出
力電流は図６のＩ１１´，Ｉ１２´のような波形となる
。このように平衡変調器の入力信号が無い場合に発生す
る、変調キャリアと同じ周波数の信号をキャリアリーク
と言い、平衡変調器を使用する場合には必ず発生してい
た。即ち平衡変調器は集積化された回路を使用する場合
が多く、集積回路においては前記（１），（２），（３
）のような条件がほとんどの場合に発生する。従って、
平衡変調器を使用する場合は必ずキャリアリークが発生
していた。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来の平衡変調器においては必ずキャリアリークの問題
が存在していた。このようなキャリアリークはテレビジ
ョンにおいては本来着色しない無色の部分が着色したり
する現象となって現れるので、大きな問題となっている
。

【００１３】本発明は、この点に鑑みてなされたもので
あって、キャリアリークの発生を抑制した平衡変調回路
を提供することを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】キャリアリークの発生を
抑制するためには、図４において平衡変調器の入力がゼ
ロ即ちａ＝ｂの状態で変調キャリアが入力されたときに
常にＩ　８＝Ｉ１２（出力をｆから取るとき）又は常に
Ｉ　７＝Ｉ　９（出力をｅから取るとき）になるように
、トランジスタＱ　１又はＱ　２のエミッタに他の手段
によって定電流を注入又は注出すればよい。

【００１５】本発明は、上記の着眼に基づいてなされた
ものであって、平衡変調器で変調された信号の無信号部
を他の平衡変調器で再度同じ変調キャリアにより変調す
ることによって復調信号を得、この復調信号を直流化し
た信号を前者の平衡変調器に負帰還するものである。

【００１６】図１は、本発明に係る平衡変調回路の構成
を示すブロック図である。

【００１７】図１において、３は第１の平衡変調器（Ｂ
Ｍ１）であって、該第１の平衡変調器３は、入力信号１
を変調キャリア２で変調し、増幅器（ＡＭＰ）４に出力
する。５は第２の平衡変調器（ＢＭ２）であって、該第
２の平衡変調器５は増幅器４の出力を変調キャリア２で
再度変調し、比較器（ＣＯＭＰ）６に出力する。

【００１８】比較器６にはタイミングパルス８が入力さ
れ、比較器６はタイミングパルス８が例えばＨｉｇｈの
時だけ動作しタイミングパルス８がＬｏｗの時は動作し
ない。比較器６の出力は積分器（ＩＮＴ）７に接続され
、高周波成分を除去した信号が第１の平衡変調器３に負
帰還される。

【００１９】

【作用】第１の平衡変調器３で発生したキャリアリーク
は、増幅器４で増幅され、第２の平衡変調器５で再び変
調される。第１の平衡変調器３のキャリアリークがゼロ
の場合は、比較器６に対して出力される第２の平衡変調
器５の出力もゼロになる。比較器６はタイミングパルス
８が例えばＨｉｇｈの時だけ動作するため、タイミング
パルス８がＨｉｇｈの時に第２の平衡変調器５の出力信
号をサンプリング比較する。従って積分器７はタイミン
グパルス８がＨｉｇｈの期間の比較結果を積分すること
になる。その結果、第１の平衡変調器３には無信号時の
サンプリング比較結果が全期間に渡って保持された直流
信号が帰還される。

【００２０】

【実施例】図２は本発明の一実施例に係る平衡変調回路
の回路図である。同図において、ｑ　１〜ｑ１９は各々
ＮＰＮトランジスタ、ｑ２０〜ｑ２４は各々ＰＮＰトラ
ンジスタ、ｒ　１〜ｒ１４は各々抵抗、ＡＭＰ１，ＡＭ
Ｐ２は各々増幅器、Ｃ　１はコンデンサであって、前記
平衡変調回路は、第１の平衡変調器３、増幅器４、第２
の平衡変調器５、比較器６及び積分器７から構成されて
いる。

【００２１】図２に示す平行変調回路の動作波形図を図
３に示す。図３における端子波形Ｃ，Ｄ，Ｐ，電流ｉ　
１，ｉ　２，ｉ　３，ｉ　４，ｉ　５，ｉ　６，ｉ　７
，ｉ　８及び電圧ｖ　１，ｖ　２，ｖ　３，ｖ　４は、
図２のＣ，Ｄ，Ｐ，ｉ　１，ｉ　２，ｉ　３，ｉ　４，
ｉ　５，ｉ６，ｉ　７，ｉ　８，ｖ　１，ｖ　２，ｖ　
３，ｖ　４に各々対応している。

【００２２】以下、図２の回路の動作について説明する
。

【００２３】入力端子ＡとＢの電圧が等しいときに、抵
抗ｒ　１，ｒ　２、トランジスタｑ　１，ｑ　２、トラ
ンジスタｑ　３，ｑ　４の特性不一致により、ｉ　１が
ｉ　２よりも△ｉだけ大きいと仮定する。図２の動作電
流ｉ　３，ｉ　４，ｉ　５，ｉ　６，ｉ　７，ｉ　８は
、図３に示すように、変調キャリアＣがＨｉｇｈの時に
ｉ７がｉ　１となり、変調キャリアＣがＬｏｗの時にｉ
　７がｉ　２となる。図２において抵抗ｒ　４，ｒ　５
の両端に発生する電圧波形は、比較的小さい電圧波形で
あるため、回路全体の精度を向上させる目的で増幅器Ａ
ＭＰ１，ＡＭＰ２によって増幅されてｖ　１，ｖ　２と
なり、トランジスタｑ１１，ｑ１２のベースに入力され
る。ｖ　１，ｖ　２は再び平衡変調されて抵抗ｒ　９，
ｒ１０の両端に出力電圧ｖ　３，ｖ　４が得られる。ト
ランジスタｑ１７はタイミングパルスＰがＨｉｇｈの時
だけ電流源として動作し、ｑ１８，ｑ１９の入力を持つ
比較器６もタイミングパルスＰがＨｉｇｈの時だけ動作
する。即ち図３において波形Ｐに示したように、ｔ　１
，ｔ　３の期間は動作せず、ｔ　２の期間のみ動作する
。従って図２の場合にはｖ　３＞ｖ　４であるため、ト
ランジスタｑ２０，ｑ２１はカレントンミラーを構成し
ているので、ｉ１１＝ｉ１２であり、しかもｉ１１＞ｉ
１３であるから、ｉ１１とｉ１３の差電流ｉ１４は図示
の通りコンデンサＣ１に流入する方向に流れる。コンデ
ンサＣ　１が電流ｉ１４によって充電されると、端子電
圧が上昇してｉ１６＞ｉ１５の関係となる。トランジス
タｑ　１，ｑ　２のエミッタ電流は、ベース電圧Ｖｎか
らＶｂｅ（約０．７Ｖ）下がった電圧を各々抵抗ｒ　１
，ｒ　２で割った値になるが、トランジスタｑ２３，ｑ
２４のコレクタから各々ｉ１５及びｉ１６の電流が流入
するので下記のような関係になる。

【００２４】 ｉ　１＝（Ｖｎ−Ｖｂｅ）／ｒｅ　１−ｉ１６…（４）
ｉ　２＝（Ｖｎ−Ｖｂｅ）／ｒｅ　２−ｉ１５…（５）
（４）式、（５）式でｒｅ　１，ｒｅ　２は各々抵抗ｒ
　１，ｒ２の抵抗値である。

【００２５】図２の平衡変調回路においては、最初にｉ
　１＞ｉ　２と仮定して動作を説明してきたが、（４）
式，（５）式に示したようにｉ　１が減少してｉ　２が
増加することが分かる。逆にｉ　１＜ｉ　２と仮定した
場合、ｉ１６＜ｉ１５となって同様にｉ　１とｉ２が等
しくなる方向に制御されることは明白である。

【００２６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の平衡変調
回路は、変調キャリアによって第１の平衡変調器で発生
したキャリアリークを第２の平衡変調器で同じ変調キャ
リアによって再度検波し、これを直流化して第１の平衡
変調器に負帰還しているので、キャリアリークの発生を
自動的に抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係る平衡変調回路のブロッ
ク図である。

【図２】前記平衡変調回路の回路図である。

【図３】図２に示す平衡変調回路の回路動作を説明する
ための動作波形図である。

【図４】従来の平衡変調器の回路図である。

【図５】図４に示す平衡変調回路の理想動作を説明する
ための動作波形図である。

【図６】図４に示す平衡変調回路にキャリアリークが発
生している状態を示す動作波形図である。

【符号の説明】

１…入力信号 ２…変調キャリア ３…第１の平衡変調器 ４…増幅器 ５…第２の平衡変調器 ６…比較器 ７…積分器 ８…タイミングパルス

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　入力信号を変調キャリアで変調する第
   １の平衡変調器と、該第１の平衡変調器の出力を増幅す
   る増幅器と、該増幅器の出力を前記変調キャリアで変調
   する第２の平衡変調器と、タイミングパルスの一定論理
   値期間だけ前記第２の平衡変調器の出力を比較する比較
   器と、該比較器の出力を積分して出力を前記第１の平衡
   変調器に負帰還する積分器とからなることを特徴とする
   平衡変調回路。