JPH01106590A - 自動利得制御回路 - Google Patents
自動利得制御回路Info
- Publication number
- JPH01106590A JPH01106590A JP26416387A JP26416387A JPH01106590A JP H01106590 A JPH01106590 A JP H01106590A JP 26416387 A JP26416387 A JP 26416387A JP 26416387 A JP26416387 A JP 26416387A JP H01106590 A JPH01106590 A JP H01106590A
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- Japan
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- voltage
- input
- transistor
- automatic gain
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はＶＴＲ，ＴＶ、オーディオ等の広い分野で使
用される自動利得制御回路に関し、特に多様な入力信号
を扱う場合の応答性の改良に関する。
用される自動利得制御回路に関し、特に多様な入力信号
を扱う場合の応答性の改良に関する。
第３図は従来の自動利得制御回路の概略構成を示すブロ
ック図である。電圧制御形増幅器１は入力信号を制御電
圧に応じた大きさに増幅し出力する。その出力信号は振
幅検出器２で振幅検波され、検出された振幅に応じた制
ｆｉｌ電圧が電圧制御形増幅器１に与えられることによ
り負帰還ループが構成されている。
ック図である。電圧制御形増幅器１は入力信号を制御電
圧に応じた大きさに増幅し出力する。その出力信号は振
幅検出器２で振幅検波され、検出された振幅に応じた制
ｆｉｌ電圧が電圧制御形増幅器１に与えられることによ
り負帰還ループが構成されている。
第４図は振幅検出器２の詳細を示す回路図、第５図ｔよ
第４図の回路の各部波形を示す図である。
第４図の回路の各部波形を示す図である。
電圧制御形増幅器１から極性が逆の（すなわち位相が１
８０°ヂれた）２つの出力がとり出され、トランジスタ
Ｑ１．Ｑ２のベースにそれぞれ印加される。トランジス
タＱ１．Ｑ２【よ差動増幅器を構成しており、ベースに
受けた信号を増幅してトランジスタＱ３．Ｑ４のベース
にそれぞれ与える。
８０°ヂれた）２つの出力がとり出され、トランジスタ
Ｑ１．Ｑ２のベースにそれぞれ印加される。トランジス
タＱ１．Ｑ２【よ差動増幅器を構成しており、ベースに
受けた信号を増幅してトランジスタＱ３．Ｑ４のベース
にそれぞれ与える。
第５図（ａ）、 （ｂｌはこのトランジスタＱ３．Ｑ４
のベース入力波形を示す。
のベース入力波形を示す。
トランジスタＱ３．Ｑ４のエミッタは共通接続され、さ
らにコンデン＋ＪＣが接−統されることにより、ピーク
検波器を構成している。その出力電圧はトランジスタＱ
５のベースに印加される。第５図（Ｃ）、（ｄ）はそれ
ぞれコンデンサＣがない場合および有る場合のトランジ
スタＱ５のベース入力波形を示す。すなわちトランジス
タＱ３．Ｑ４の共通エミッタの出力電圧は、トランジス
タＱ３．Ｑ４が（ａ）、 （ｂ）の波形の半周期毎に交
互に導通することより、コンデンサＣがない場合、第５
図（Ｃ）に示すように（ａ）、（ｂ）’の波形を点線で
示す中心レベルを基準として全波整流した波形となり、
これがコンデンサＣが有ることにより、第５図（ｄ）に
示すように、（ａ）、 （ｂ）の信号、すなわち電圧制
御形増幅器１の出力信号の振幅ΔＶに比例した電圧信号
となる。この電圧１直は出力信号の振幅が大きいほど高
い。
らにコンデン＋ＪＣが接−統されることにより、ピーク
検波器を構成している。その出力電圧はトランジスタＱ
５のベースに印加される。第５図（Ｃ）、（ｄ）はそれ
ぞれコンデンサＣがない場合および有る場合のトランジ
スタＱ５のベース入力波形を示す。すなわちトランジス
タＱ３．Ｑ４の共通エミッタの出力電圧は、トランジス
タＱ３．Ｑ４が（ａ）、 （ｂ）の波形の半周期毎に交
互に導通することより、コンデンサＣがない場合、第５
図（Ｃ）に示すように（ａ）、（ｂ）’の波形を点線で
示す中心レベルを基準として全波整流した波形となり、
これがコンデンサＣが有ることにより、第５図（ｄ）に
示すように、（ａ）、 （ｂ）の信号、すなわち電圧制
御形増幅器１の出力信号の振幅ΔＶに比例した電圧信号
となる。この電圧１直は出力信号の振幅が大きいほど高
い。
トランジスタＱ５．０６は差動増幅器を構成しており、
トランジスタＱ６のベースには電源電圧ｖｏｏが抵抗Ｒ
１，Ｒ２により分圧された電圧が基準電圧としてｔｉえ
られている。トランジスタＱ５のベースに入力された電
圧はこの基準電圧と比較され、その差に応じてトランジ
スタＱ５．Ｑ６に流れる電流は直線的に変化する。トラ
ンジスタＱ５に流れる電流はトランジスタＱ７．Ｑ８よ
り成るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給され、し
たがって抵抗Ｒ３に現われる制ｍ電圧は、被検波入力信
号すな−わち電圧制御形増幅器１の出力信号の振幅に応
じて、最小Ｏ（トランジスタＱ５の電流がゼＯの揚台）
から最大Ｒ３Ｘ１１ （トランジスタＱ５の電流が１１
の場合）の間で変化し得る。第６図はこの様子を図示し
たものである。ただしＲ３，１１はそれぞれ抵抗Ｒ３の
抵抗値および定電流源（１の電流値である。
トランジスタＱ６のベースには電源電圧ｖｏｏが抵抗Ｒ
１，Ｒ２により分圧された電圧が基準電圧としてｔｉえ
られている。トランジスタＱ５のベースに入力された電
圧はこの基準電圧と比較され、その差に応じてトランジ
スタＱ５．Ｑ６に流れる電流は直線的に変化する。トラ
ンジスタＱ５に流れる電流はトランジスタＱ７．Ｑ８よ
り成るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給され、し
たがって抵抗Ｒ３に現われる制ｍ電圧は、被検波入力信
号すな−わち電圧制御形増幅器１の出力信号の振幅に応
じて、最小Ｏ（トランジスタＱ５の電流がゼＯの揚台）
から最大Ｒ３Ｘ１１ （トランジスタＱ５の電流が１１
の場合）の間で変化し得る。第６図はこの様子を図示し
たものである。ただしＲ３，１１はそれぞれ抵抗Ｒ３の
抵抗値および定電流源（１の電流値である。
一方、電ｆｆ−ａ、ｌＩ御形増幅器１は、制御ｌｌｌ正
圧上がると刊１％は下がるように構成されている。した
がって以下のような負帰還がかかって、電圧制御形増幅
器１の出力信号の振幅は一定に抑えられる。
圧上がると刊１％は下がるように構成されている。した
がって以下のような負帰還がかかって、電圧制御形増幅
器１の出力信号の振幅は一定に抑えられる。
出力信号の振幅が大きくなる→検波電圧が上がりトラン
ジスタＱ５のベース電圧が高くなる→トランジスタＱ５
の電流が増加する→制御！ｌ！圧が上がる→出力信号の
振幅が小さくなる。
ジスタＱ５のベース電圧が高くなる→トランジスタＱ５
の電流が増加する→制御！ｌ！圧が上がる→出力信号の
振幅が小さくなる。
従〜来の自動利得υ制御回路は以上のように構成されて
おり、振幅検出器２の検波特性は、第６図に示すように
、被検波入力信号の変化に応じて直線的に変化するだけ
であった。すなわち振１幅検出器２は、第６図の直線の
傾きで決定される単一の検波感度のみを有していた。
おり、振幅検出器２の検波特性は、第６図に示すように
、被検波入力信号の変化に応じて直線的に変化するだけ
であった。すなわち振１幅検出器２は、第６図の直線の
傾きで決定される単一の検波感度のみを有していた。
ところで、上述した自動利得制御回路が適用される機器
の１つであるＶＴＲには、標準再生モードの他に、スロ
ー、スプル、スピードサーチ等の特殊再生モードがある
。特に問題となるのがスピードサーチの場合で、色信号
を例にとると、スピードサーチのノイズバー後にどれだ
け甲く正常な色がつくかが問題となる。第７図はスピー
ドサーチ時の自動利得制御回路の色信号の入出力波形を
示す図であり、符号Ｎで示すように出力のない部分が画
面上ノイズバーとなる。第７図（ｂ）、 （Ｃ）の比較
より明らかなように、振幅検出器２の検波感度が高いほ
ど応答が甲く、ノイズバー後の迅速な色つけに有利であ
る。
の１つであるＶＴＲには、標準再生モードの他に、スロ
ー、スプル、スピードサーチ等の特殊再生モードがある
。特に問題となるのがスピードサーチの場合で、色信号
を例にとると、スピードサーチのノイズバー後にどれだ
け甲く正常な色がつくかが問題となる。第７図はスピー
ドサーチ時の自動利得制御回路の色信号の入出力波形を
示す図であり、符号Ｎで示すように出力のない部分が画
面上ノイズバーとなる。第７図（ｂ）、 （Ｃ）の比較
より明らかなように、振幅検出器２の検波感度が高いほ
ど応答が甲く、ノイズバー後の迅速な色つけに有利であ
る。
しかしながら、検波感度を高くし過ぎると、標準再生で
のＳ／Ｎが悪くなることが事実として知られている。こ
れは、ヘッドからの再生信号が高い周波数の振幅変動を
受けていることより、応答がψいとその高い周波数成分
に過応答して、帰還ループにおいてちょうど発振に似た
状態となって振幅変動を助長し、その結果Ｓ／Ｎが急く
なるものと考えられる。このため従来は、標準再生時の
Ｓ／Ｎとスピードサーチ時の応答性の両凸を考慮し、適
当な所で妥協して振幅検出器の検波感度を設定していた
。
のＳ／Ｎが悪くなることが事実として知られている。こ
れは、ヘッドからの再生信号が高い周波数の振幅変動を
受けていることより、応答がψいとその高い周波数成分
に過応答して、帰還ループにおいてちょうど発振に似た
状態となって振幅変動を助長し、その結果Ｓ／Ｎが急く
なるものと考えられる。このため従来は、標準再生時の
Ｓ／Ｎとスピードサーチ時の応答性の両凸を考慮し、適
当な所で妥協して振幅検出器の検波感度を設定していた
。
この発明は上記ような問題点を解消するためになされた
もので、状況に応じ振幅検出器の検波感度が変化し、例
えばＶＴＲの色信号処理回路に適用される場合であれば
、標準再生時のＳ／Ｎを犠牲にすることなく、スピード
サーチなどの特殊再生時の応答を良くすることができる
自動利得制御回路を得ることを目的とする。
もので、状況に応じ振幅検出器の検波感度が変化し、例
えばＶＴＲの色信号処理回路に適用される場合であれば
、標準再生時のＳ／Ｎを犠牲にすることなく、スピード
サーチなどの特殊再生時の応答を良くすることができる
自動利得制御回路を得ることを目的とする。
この発明による自動利得制御回路は、振幅検出器の検波
感度が、被検波入力信号の振幅に応じて複数段階に変化
するようにしたものである。
感度が、被検波入力信号の振幅に応じて複数段階に変化
するようにしたものである。
この発明における振幅検出器の検波感度は、被検波入力
信号の振幅により、状況に応じ複数段階に変化し、例え
ばＶＴＲの色信号処理回路に適用される場合であれば、
標’Ｕ４生時とスピードサーヂなどの特殊再生時とで、
それぞれ最適の応答性を実現できる。
信号の振幅により、状況に応じ複数段階に変化し、例え
ばＶＴＲの色信号処理回路に適用される場合であれば、
標’Ｕ４生時とスピードサーヂなどの特殊再生時とで、
それぞれ最適の応答性を実現できる。
第１図はこの発明による自動利得制御回路の一実施例を
示す回路図である。この実施例では、トランジスタＱ３
．Ｑ４およびコンデンサＣにより構成されるピーク検波
器の出力電圧を受ける差動増幅器を３つ設けている。す
なわち、第１０差動増幅器はトランジスタＱ９．Ｑ１０
、第２の差動増幅器はトランジスタＱ１１．Ｑ１２、第
３の差動増幅器はトランジスタＱ１３．Ｑ１４よりそれ
ぞれ構成され、各差動増幅器の一方のトランジスタＱ９
．Ｑｌ １．Ｑｌ３のベースはトランジスタＱ３．Ｑ４
の共通エミッタとコンデンサＣとの接続点に接続されて
いる。各差動増幅器の他方のトランジスタＱＩＯ，Ｑ１
２．Ｑ１４のベースには、電源電圧ｖＣＣを抵抗Ｒ４，
Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７で分圧することにＪ：り作り出された
大きざの異なる第１、第２．第３の基準電圧がそれぞれ
与えられている。トランジスタＱ９．Ｑｌ １．Ｑｌ３
を流れる電流の総和は、トランジスタＱ７．Ｑ８より成
るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給され、電圧制
御形増幅器１に与えられる制御電圧が発生されるよう構
成されている。他の構成は第４図の従来回路と同様であ
る。
示す回路図である。この実施例では、トランジスタＱ３
．Ｑ４およびコンデンサＣにより構成されるピーク検波
器の出力電圧を受ける差動増幅器を３つ設けている。す
なわち、第１０差動増幅器はトランジスタＱ９．Ｑ１０
、第２の差動増幅器はトランジスタＱ１１．Ｑ１２、第
３の差動増幅器はトランジスタＱ１３．Ｑ１４よりそれ
ぞれ構成され、各差動増幅器の一方のトランジスタＱ９
．Ｑｌ １．Ｑｌ３のベースはトランジスタＱ３．Ｑ４
の共通エミッタとコンデンサＣとの接続点に接続されて
いる。各差動増幅器の他方のトランジスタＱＩＯ，Ｑ１
２．Ｑ１４のベースには、電源電圧ｖＣＣを抵抗Ｒ４，
Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７で分圧することにＪ：り作り出された
大きざの異なる第１、第２．第３の基準電圧がそれぞれ
与えられている。トランジスタＱ９．Ｑｌ １．Ｑｌ３
を流れる電流の総和は、トランジスタＱ７．Ｑ８より成
るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給され、電圧制
御形増幅器１に与えられる制御電圧が発生されるよう構
成されている。他の構成は第４図の従来回路と同様であ
る。
第２図は第１図に示した振幅検出！２の検波特性、すな
わち振幅検出器２の被検波入力振幅（Ｔｉ電圧、制御形
増幅器１の出力信号の振幅）と制御電圧との関係を示す
図である。以下、第２図を参照しつつ、第１図の回路の
動作を説明する。
わち振幅検出器２の被検波入力振幅（Ｔｉ電圧、制御形
増幅器１の出力信号の振幅）と制御電圧との関係を示す
図である。以下、第２図を参照しつつ、第１図の回路の
動作を説明する。
入力振幅が０からＶｌまでの間は、トランジスタＱ９．
Ｑ１０により構成される第１の差動増幅器のみ動作し、
トランジスタＱ９の電流はそのベース電圧に応じ０から
１２まで変化する。ただし１２は定電流源Ｉ２の電流値
である。このとき、第２．第３の差動増幅器では、トラ
ンジスタＱ１２．０１４がオン、トランジスタＱ１１．
Ｑｌ３がオフしている。したがって、トランジスタＱ７
゜Ｑ８より成るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給
される電流はトランジスタＱ９の電流のみであり、制御
［ｌ電圧はＯからＲｘＩ２の間で変化する。
Ｑ１０により構成される第１の差動増幅器のみ動作し、
トランジスタＱ９の電流はそのベース電圧に応じ０から
１２まで変化する。ただし１２は定電流源Ｉ２の電流値
である。このとき、第２．第３の差動増幅器では、トラ
ンジスタＱ１２．０１４がオン、トランジスタＱ１１．
Ｑｌ３がオフしている。したがって、トランジスタＱ７
゜Ｑ８より成るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給
される電流はトランジスタＱ９の電流のみであり、制御
［ｌ電圧はＯからＲｘＩ２の間で変化する。
次に、入力振幅が■ からｖ２の間では、第１の差動増
幅器ではトランジスタＱ９がオン、トランジスタＱＩＯ
がオフし、第２０差仙増幅器ではトランジスタＱ１１の
電流がそのベース電圧に応じてＯからＩ３の間で変化し
、第３の差動増幅器ではトランジスタＱ１３がオフ、ト
ランジスタＱ１４がオンしている。ただしＩ３は定電流
源■３の電流値である。したがって、トランジスタＱ７
゜Ｑ８より成るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給
される電流はトランジスタＱ９と０１１の電流の和であ
り、この和は］ から（１２＋１３）の間で変化する。
幅器ではトランジスタＱ９がオン、トランジスタＱＩＯ
がオフし、第２０差仙増幅器ではトランジスタＱ１１の
電流がそのベース電圧に応じてＯからＩ３の間で変化し
、第３の差動増幅器ではトランジスタＱ１３がオフ、ト
ランジスタＱ１４がオンしている。ただしＩ３は定電流
源■３の電流値である。したがって、トランジスタＱ７
゜Ｑ８より成るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給
される電流はトランジスタＱ９と０１１の電流の和であ
り、この和は］ から（１２＋１３）の間で変化する。
したがって、制ｗＪ電圧はＲ３×■ からＲ×（Ｉ２＋
１３）の間で変化することになる。
１３）の間で変化することになる。
次に、入力振幅がｖ２からＶ３の間では、第１゜第２の
差動増幅器でｔよトランジスタＱ９．Ｑｌｌがオン、ト
ランジスタＱ１０．Ｑｌ２がオフし、第３の差動増幅器
ではトランジスタＱ１３の電流がそのベース電圧に応じ
てＯから１４の間で変化する。ただしＩ４は定電流源Ｉ
４の電流値である。
差動増幅器でｔよトランジスタＱ９．Ｑｌｌがオン、ト
ランジスタＱ１０．Ｑｌ２がオフし、第３の差動増幅器
ではトランジスタＱ１３の電流がそのベース電圧に応じ
てＯから１４の間で変化する。ただしＩ４は定電流源Ｉ
４の電流値である。
したがって、ｌ−ランジスタＱ ７ ＋’ Ｑ ８より
１戊るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給される電
流はトランジスタＱ９．Ｑｌｌ、Ｑｌ３の電流の和°で
あり、この和は（■ 十１３）から（Ｉ２＋Ｉ３＋１４
）の間で変化する。したがって、制御電圧はＲＸ（１４
Ｉ ＞からＲ３×（Ｉ２＋Ｉ３＋１４）の間で変化す
ることになる。
１戊るカレントミラーを介して抵抗Ｒ３に供給される電
流はトランジスタＱ９．Ｑｌｌ、Ｑｌ３の電流の和°で
あり、この和は（■ 十１３）から（Ｉ２＋Ｉ３＋１４
）の間で変化する。したがって、制御電圧はＲＸ（１４
Ｉ ＞からＲ３×（Ｉ２＋Ｉ３＋１４）の間で変化す
ることになる。
以上のように構成された振幅検出器２では、定電流源＋
２．１３．１４の電流値Ｉ、Ｉ３゜■４をそれぞれ独立
に変えることができ、例えばｌ２＝１４〉Ｉ３のように
設定すれば、第２図に示す検波特性が得られる。そして
、この自動利得制御回路を例えばＶＦＲの色信号処理回
路に適用するとき、標準被検波入力として電圧制御形増
幅器１の出力信号が■１とｖ２のちょうど中間になるよ
う設定すれば、標準再生時には傾きの小さい検波感度の
低いところを使い、スピードサーチ等の特殊再生で被検
波入力振幅が極端に変わった場合には傾きの大きい検波
感度の高いところを使うことができ、標準再生でのＳ／
Ｎを犠牲にすることなく特殊再生に対する応答を良くす
ることができる。
２．１３．１４の電流値Ｉ、Ｉ３゜■４をそれぞれ独立
に変えることができ、例えばｌ２＝１４〉Ｉ３のように
設定すれば、第２図に示す検波特性が得られる。そして
、この自動利得制御回路を例えばＶＦＲの色信号処理回
路に適用するとき、標準被検波入力として電圧制御形増
幅器１の出力信号が■１とｖ２のちょうど中間になるよ
う設定すれば、標準再生時には傾きの小さい検波感度の
低いところを使い、スピードサーチ等の特殊再生で被検
波入力振幅が極端に変わった場合には傾きの大きい検波
感度の高いところを使うことができ、標準再生でのＳ／
Ｎを犠牲にすることなく特殊再生に対する応答を良くす
ることができる。
なお上記実施例では、ＶＴＲの色信号処理回路に適用さ
れる場合について説明したが、本発明の自動利得制御回
路は、被検波入力振幅に応じ振幅検出器の感度を変える
必要がある場合全般に広く応用できる。
れる場合について説明したが、本発明の自動利得制御回
路は、被検波入力振幅に応じ振幅検出器の感度を変える
必要がある場合全般に広く応用できる。
また上記実施例では、振幅検出器の感度変化を３段階の
変化としたが、２段階あるいは４段階以上で変化させて
もよいことは勿論である。
変化としたが、２段階あるいは４段階以上で変化させて
もよいことは勿論である。
以上説明したように、この発明によれば、振幅検出器の
検波感度を被検波入力振幅に応じて複数段階に変化させ
るようにしたので、状況に応じ振幅検出器の検波感度が
変化し、例えばＶＴＲの色信号処理回路に適用される場
合であれば、標準再生時のＳ／Ｎを犠牲にすることなく
、スピードサーブなどの特殊再生時の応答を良くするこ
とができる自動利得制御回路を得ることができる。
検波感度を被検波入力振幅に応じて複数段階に変化させ
るようにしたので、状況に応じ振幅検出器の検波感度が
変化し、例えばＶＴＲの色信号処理回路に適用される場
合であれば、標準再生時のＳ／Ｎを犠牲にすることなく
、スピードサーブなどの特殊再生時の応答を良くするこ
とができる自動利得制御回路を得ることができる。
第１図はこの発明による自動利得制御回路の一実施例を
示す回路図、第２図は振幅検出器の検波特性を示す図、
第３図は従来の自動利得制御回路の概略構成を示すブロ
ック図、第４図は従来の自効利得制御回路を示す回路図
、第５図は第４図の回路の各部波形を示す図、第６図は
従来の振幅検出器の検波特性を示す図、第７図はスピー
ドサーチ時の自動利１９制御回路の色信号の入出力波形
を示す図である。 図において、１は電圧制御形増幅器、２は振幅検出器で
ある。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人 大 岩 増 雄 第２図 第３図 第４図 第５図
示す回路図、第２図は振幅検出器の検波特性を示す図、
第３図は従来の自動利得制御回路の概略構成を示すブロ
ック図、第４図は従来の自効利得制御回路を示す回路図
、第５図は第４図の回路の各部波形を示す図、第６図は
従来の振幅検出器の検波特性を示す図、第７図はスピー
ドサーチ時の自動利１９制御回路の色信号の入出力波形
を示す図である。 図において、１は電圧制御形増幅器、２は振幅検出器で
ある。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 代理人 大 岩 増 雄 第２図 第３図 第４図 第５図
Claims (2)
- （１）入力信号を制御電圧に応じた利得で増幅する電圧
制御形増幅器と、その出力信号を被検波入力として受け
てこれを振幅検波し、負帰還がかかるように前記制御電
圧を前記電圧制御形増幅器に与える振幅検出器とを備え
た自動利得制御回路において、前記振幅検出器の検波感
度を前記被検波入力の振幅に応じて複数段階に変化させ
る手段を設けたことを特徴とする自動利得制御回路。 - （２）標準の前記被検波入力に対応する前記段階では前
記検波感度を比較的低く、他の段階では前記検波感度を
比較的高く設定した特許請求の範囲第１項記載の自動利
得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26416387A JPH01106590A (ja) | 1987-10-19 | 1987-10-19 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26416387A JPH01106590A (ja) | 1987-10-19 | 1987-10-19 | 自動利得制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01106590A true JPH01106590A (ja) | 1989-04-24 |
Family
ID=17399332
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26416387A Pending JPH01106590A (ja) | 1987-10-19 | 1987-10-19 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01106590A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03123212A (ja) * | 1989-10-06 | 1991-05-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ａｇｃ回路 |
| JPH0590985A (ja) * | 1991-09-27 | 1993-04-09 | Sanyo Electric Co Ltd | マルチパスノイズ検出回路 |
| US5612750A (en) * | 1989-05-10 | 1997-03-18 | Pioneer Electronic Corporation | Line contour enhancing circuit for use with video signals |
-
1987
- 1987-10-19 JP JP26416387A patent/JPH01106590A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5612750A (en) * | 1989-05-10 | 1997-03-18 | Pioneer Electronic Corporation | Line contour enhancing circuit for use with video signals |
| JPH03123212A (ja) * | 1989-10-06 | 1991-05-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ａｇｃ回路 |
| JPH0590985A (ja) * | 1991-09-27 | 1993-04-09 | Sanyo Electric Co Ltd | マルチパスノイズ検出回路 |
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