JPH0439894B2 - - Google Patents
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- JPH0439894B2 JPH0439894B2 JP2479186A JP2479186A JPH0439894B2 JP H0439894 B2 JPH0439894 B2 JP H0439894B2 JP 2479186 A JP2479186 A JP 2479186A JP 2479186 A JP2479186 A JP 2479186A JP H0439894 B2 JPH0439894 B2 JP H0439894B2
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- output
- electrode
- signal
- capacitance
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
＜産業上の利用分野＞
本発明は、差圧を静電容量して電気信号に変換
する差圧変換装置に係り、特に温度および静圧の
影響を補正した差圧変換装置に関する。
する差圧変換装置に係り、特に温度および静圧の
影響を補正した差圧変換装置に関する。
＜従来の技術＞
第４図は差圧変換装置の従来の温度、静圧の変
動によるゼロ点変動、スパン変動補償の概念を説
明するための構成図である。１は一室構造の差圧
変換装置の本体断面を示し、両断面に測定すべき
圧力PH，PLを受けるダイヤフラム２，３がその
周縁をこの本体に溶接されて配置されており、本
体に形成された貫通孔４とこれらダイヤフラムで
囲まれた中空室内にはシリコン油等の封液５が満
たされている。中空室中央部には拡大された電極
室が形成され、この電極室内には本体に嵌合した
絶縁体６に片側が支持された移動電極７及びこれ
に対向して静電容量C1，C2を形成するための固
定電極８，９が配置されている。１０は中空室を
介して両ダイヤフラム２，３の中空部を連結する
ロツドで、その中央部は電極室内において移動電
極７に固定されており、差圧に応動したダイヤフ
ラムの変位を移動電極に伝え、静電容量C1，C2
を差動的に変化させる。静電容量C1，C2は演算
回路１１に導かれて（C2−C1）／（C2＋C1）の
演算が施され、直流出力信号eOに変換される。こ
の信号eOは出力回路１２に導かれて、遠隔点の負
荷RL、電源EBの直列回路に対し、４〜20mAスパ
ンの出力電流IOに変換される。１３は本体１ある
いは封液５の温度Ｔを測定する温度センサ、１４
は封液５の圧力即ち静圧PSを測定する圧力センサ
であり、これらセンサの出力は、補償電圧発生回
路１５，１６に導かれ、ゼロ点補償用の温度信号
eT、ゼロ点補償用の静圧信号eP変換され、加算点
１７，１８の演算回路１１の出力信号eOに加算又
は減算されて温度変動又は静圧変動に対するゼロ
点の変動が補償される。温度又は静圧変動に対し
てダイヤフラム２，３のバネ定数変化等により生
ずるスパン変動が問題になる場合は、補償電圧発
生回路１５，１６より点線で示すスパン変動補償
用の温度信号、静圧信号eT′，eP′を発生させ、出
力回路１２の電圧−電流変換利得を変化させてス
パンの変動を補償する。
動によるゼロ点変動、スパン変動補償の概念を説
明するための構成図である。１は一室構造の差圧
変換装置の本体断面を示し、両断面に測定すべき
圧力PH，PLを受けるダイヤフラム２，３がその
周縁をこの本体に溶接されて配置されており、本
体に形成された貫通孔４とこれらダイヤフラムで
囲まれた中空室内にはシリコン油等の封液５が満
たされている。中空室中央部には拡大された電極
室が形成され、この電極室内には本体に嵌合した
絶縁体６に片側が支持された移動電極７及びこれ
に対向して静電容量C1，C2を形成するための固
定電極８，９が配置されている。１０は中空室を
介して両ダイヤフラム２，３の中空部を連結する
ロツドで、その中央部は電極室内において移動電
極７に固定されており、差圧に応動したダイヤフ
ラムの変位を移動電極に伝え、静電容量C1，C2
を差動的に変化させる。静電容量C1，C2は演算
回路１１に導かれて（C2−C1）／（C2＋C1）の
演算が施され、直流出力信号eOに変換される。こ
の信号eOは出力回路１２に導かれて、遠隔点の負
荷RL、電源EBの直列回路に対し、４〜20mAスパ
ンの出力電流IOに変換される。１３は本体１ある
いは封液５の温度Ｔを測定する温度センサ、１４
は封液５の圧力即ち静圧PSを測定する圧力センサ
であり、これらセンサの出力は、補償電圧発生回
路１５，１６に導かれ、ゼロ点補償用の温度信号
eT、ゼロ点補償用の静圧信号eP変換され、加算点
１７，１８の演算回路１１の出力信号eOに加算又
は減算されて温度変動又は静圧変動に対するゼロ
点の変動が補償される。温度又は静圧変動に対し
てダイヤフラム２，３のバネ定数変化等により生
ずるスパン変動が問題になる場合は、補償電圧発
生回路１５，１６より点線で示すスパン変動補償
用の温度信号、静圧信号eT′，eP′を発生させ、出
力回路１２の電圧−電流変換利得を変化させてス
パンの変動を補償する。
＜発明が解決しようとする問題点＞
しかしながら、この様な従来の容量式変換装置
は差動容量センサのほかに静圧を補償するための
圧力センサを必要とし小形化の障害となる上にロ
ーコストをめざすアナログ形の容量変換器を実現
する上での障害ともなる。
は差動容量センサのほかに静圧を補償するための
圧力センサを必要とし小形化の障害となる上にロ
ーコストをめざすアナログ形の容量変換器を実現
する上での障害ともなる。
＜問題点を解決するための手段＞
この発明は、以上の点を考慮してアナログ形で
差圧に対する静圧補償のできるようにするため、
移動電極に対して第１電極と第２電極が対向して
設けられこれ等の間に封液が満されて検出すべき
差圧に応じて差動的に変化する第１および第２静
電容量を形成する差動容量センサと、封液の温度
を検出する温度センサと、固定容量が入力端と出
力端との間に負帰還接続されかつ移動電極が入力
端に接続された増幅手段と、この増幅手段の出力
電圧を所定の閾値で検出して出力レベルを変える
検出ゲート手段と、付勢端の一端が所定の電圧で
付勢されこの検出ゲート手段の出力変化を第１も
しくは第２電極へ選択的に印加する第１もしくは
第２選択ゲート手段と、検出ゲート手段の出力レ
ベルの反転信号を増幅手段の入力端へ帰還する抵
抗手段と、検出ゲート手段の出力の変化周期を計
数しその計数値の所定値ごとに出力レベルを反転
しこの出力レベルに基づいて第１もしくは第２選
択ゲート手段を選択するカウント手段と、この第
１もしくは第２選択出手段の付勢端の他端にカウ
ント手段の出力レベルに対応した出力電圧を印加
する操作手段と、変化周期信号と温度センサの温
度信号が入力され静圧信号を演算する静圧演算手
段と、操作手段の出力に対して静圧信号と温度信
号により補正演算して差圧信号を出力する補正演
算手段とを具備する構成としたものである。
差圧に対する静圧補償のできるようにするため、
移動電極に対して第１電極と第２電極が対向して
設けられこれ等の間に封液が満されて検出すべき
差圧に応じて差動的に変化する第１および第２静
電容量を形成する差動容量センサと、封液の温度
を検出する温度センサと、固定容量が入力端と出
力端との間に負帰還接続されかつ移動電極が入力
端に接続された増幅手段と、この増幅手段の出力
電圧を所定の閾値で検出して出力レベルを変える
検出ゲート手段と、付勢端の一端が所定の電圧で
付勢されこの検出ゲート手段の出力変化を第１も
しくは第２電極へ選択的に印加する第１もしくは
第２選択ゲート手段と、検出ゲート手段の出力レ
ベルの反転信号を増幅手段の入力端へ帰還する抵
抗手段と、検出ゲート手段の出力の変化周期を計
数しその計数値の所定値ごとに出力レベルを反転
しこの出力レベルに基づいて第１もしくは第２選
択ゲート手段を選択するカウント手段と、この第
１もしくは第２選択出手段の付勢端の他端にカウ
ント手段の出力レベルに対応した出力電圧を印加
する操作手段と、変化周期信号と温度センサの温
度信号が入力され静圧信号を演算する静圧演算手
段と、操作手段の出力に対して静圧信号と温度信
号により補正演算して差圧信号を出力する補正演
算手段とを具備する構成としたものである。
＜実施例＞
以下、本発明の実施例について図面に基づき説
明する。第１図は本発明の一実施例を示すブロツ
ク図である。尚、第４図に示す従来の容量式変換
装置と同一の機能を有する部分には同一の符号を
付し適宜に説明を省略する。
明する。第１図は本発明の一実施例を示すブロツ
ク図である。尚、第４図に示す従来の容量式変換
装置と同一の機能を有する部分には同一の符号を
付し適宜に説明を省略する。
差動容量センサ１９は、移動電極７に対向して
固定電極８，９が配置され静電容量C1，C2がそ
れぞれ形成され、更に温度センサ１３が組込まれ
ている。
固定電極８，９が配置され静電容量C1，C2がそ
れぞれ形成され、更に温度センサ１３が組込まれ
ている。
２０，２１は選択ゲート回路でありCMOSト
ランジスタQ1，Q2，Q3，Q4およびナンドゲート
G1，G2でそれぞれ構成されている。固定電極８，
９は選択ゲート回路２０，２１の出力端にそれぞ
れ接続されている。選択ゲート回路２０の付勢端
の一端には電源電圧＋Ｅが、他端には操作電圧Ｖ
がそれぞれ印加され、選択ゲート回路２１の付勢
端の一端には電源電圧−Ｅが、他端には操作電圧
Ｖがそれぞれ印加されている。CMOSトランジ
スタQ1，Q2のゲートはナンバーゲートG1の出力
端と、CMOSトランジスタQ3，Q4のゲートはナ
ンドゲートG2の出力端とそれぞれ接続されてい
る。
ランジスタQ1，Q2，Q3，Q4およびナンドゲート
G1，G2でそれぞれ構成されている。固定電極８，
９は選択ゲート回路２０，２１の出力端にそれぞ
れ接続されている。選択ゲート回路２０の付勢端
の一端には電源電圧＋Ｅが、他端には操作電圧Ｖ
がそれぞれ印加され、選択ゲート回路２１の付勢
端の一端には電源電圧−Ｅが、他端には操作電圧
Ｖがそれぞれ印加されている。CMOSトランジ
スタQ1，Q2のゲートはナンバーゲートG1の出力
端と、CMOSトランジスタQ3，Q4のゲートはナ
ンドゲートG2の出力端とそれぞれ接続されてい
る。
増幅回路２２固定容量Ckと差動増幅器Q5で構
成され、差動増幅器Q5の反転入力端（−）は移
動電極７に接続され、非反転入力端（＋）は共通
電位点COMにそれぞれ接続されている。差動増
幅器Q5の反転入力端（−）出力端との間には固
定容量Ckが接続されている。
成され、差動増幅器Q5の反転入力端（−）は移
動電極７に接続され、非反転入力端（＋）は共通
電位点COMにそれぞれ接続されている。差動増
幅器Q5の反転入力端（−）出力端との間には固
定容量Ckが接続されている。
Q6は検出ゲート手段としての比較器であり、
その非反転入力端（＋）は共通電位点のCOMに、
反転入力端（−）差動増幅器Q5の出力端にそれ
ぞれ接続されている。
その非反転入力端（＋）は共通電位点のCOMに、
反転入力端（−）差動増幅器Q5の出力端にそれ
ぞれ接続されている。
G3はインバータでありその入力端は比較器Q6
の出力端へその出力端は抵抗Ｒを介して差動増幅
器Q5の反転入力端（−）に接続されると共にｎ
ビツトのカウンタQ7に接続されている。
の出力端へその出力端は抵抗Ｒを介して差動増幅
器Q5の反転入力端（−）に接続されると共にｎ
ビツトのカウンタQ7に接続されている。
インバータG1の入力端には比較器Q6の出力端
とカウンタQ7の出力端がそれぞれ接続され、イ
ンバータG2の入力端には比較器Q6の出力端とイ
ンバータG4を介してカウンタQ7の出力端がそれ
ぞれ接続されている。
とカウンタQ7の出力端がそれぞれ接続され、イ
ンバータG2の入力端には比較器Q6の出力端とイ
ンバータG4を介してカウンタQ7の出力端がそれ
ぞれ接続されている。
インバータG4の出力端は操作手段としての積
分器２３の入力端と接続され、その出力端に操作
電圧Ｖを得る。
分器２３の入力端と接続され、その出力端に操作
電圧Ｖを得る。
一方、静圧演算回路２４は温度センサ１３から
の温度ＴとカウンタQ7の変化周期tH（＝tL）が入
力され封液５印加される静圧が演算され静圧信号
Psとして出力される。
の温度ＴとカウンタQ7の変化周期tH（＝tL）が入
力され封液５印加される静圧が演算され静圧信号
Psとして出力される。
補正演算回路２５には差圧ΔPに対応する操作
電圧Ｖ、温度Ｔおよび静圧信号Psが入力され差圧
Δpに対して静圧補正を行ない出力端２６補正さ
れた差圧Δpcを出力する。
電圧Ｖ、温度Ｔおよび静圧信号Psが入力され差圧
Δpに対して静圧補正を行ない出力端２６補正さ
れた差圧Δpcを出力する。
次に以上の如く構成された実施例の動作につい
て第２図に示す波形図を参照して説明する。
て第２図に示す波形図を参照して説明する。
カウンタQ7の出力端Qoがハイレベル“Ｈ”（＝
＋Ｅ）＜第２図ヘ＞の状態では、選択ゲート回路
２０側が選択され比較器Q6の出力端のレベル変
化（第２図ニ）に対応してナンドゲートG1が開
閉される。いま、比較器Q6の出力端がハイレベ
ル“Ｈ”の状態（第２図ニ）ではトランジスタ
Q1，Q2のゲートはローレベル“Ｌ”となり、ト
ランジスタQ1がオン、Q2がオフとなり固定電極
８には＋Ｅの電圧が印加される（第２図イ）。こ
のため差動増幅器Q5の入力端は正に上昇しよう
とするが、固定容量Ckを介しての差動増幅器Q5
の帰還作用により差動増幅器Q5の出力端の電圧
は急速に所定値eHだけ低下する（第２図ハ）。こ
の電圧低下は比較器Q6で検出されその出力端の
電圧レベルを正に反転させる（第２図ニ）。この
レベル変化によりインバータG3（第２図ホ）の出
力が反転され、抵抗Ｒを介して静電容量C1の電
荷が放電されその電位が徐々に低下させられるの
で、差動増幅器Q5は固定容量Ckを介してその電
荷を中和させるように動作し第２図ハに示すよう
にその出力端の電位を上昇させる。共通電位
COMの電位を越えると比較器Q6の出力端の電位
は急速に負に反転する（第２図ニ）。この反転す
るまでの期間をtH、抵抗Ｒに流れる電流をいｉと
すれば、静電容量C1での電荷変動を考慮して次
式が成立する。
＋Ｅ）＜第２図ヘ＞の状態では、選択ゲート回路
２０側が選択され比較器Q6の出力端のレベル変
化（第２図ニ）に対応してナンドゲートG1が開
閉される。いま、比較器Q6の出力端がハイレベ
ル“Ｈ”の状態（第２図ニ）ではトランジスタ
Q1，Q2のゲートはローレベル“Ｌ”となり、ト
ランジスタQ1がオン、Q2がオフとなり固定電極
８には＋Ｅの電圧が印加される（第２図イ）。こ
のため差動増幅器Q5の入力端は正に上昇しよう
とするが、固定容量Ckを介しての差動増幅器Q5
の帰還作用により差動増幅器Q5の出力端の電圧
は急速に所定値eHだけ低下する（第２図ハ）。こ
の電圧低下は比較器Q6で検出されその出力端の
電圧レベルを正に反転させる（第２図ニ）。この
レベル変化によりインバータG3（第２図ホ）の出
力が反転され、抵抗Ｒを介して静電容量C1の電
荷が放電されその電位が徐々に低下させられるの
で、差動増幅器Q5は固定容量Ckを介してその電
荷を中和させるように動作し第２図ハに示すよう
にその出力端の電位を上昇させる。共通電位
COMの電位を越えると比較器Q6の出力端の電位
は急速に負に反転する（第２図ニ）。この反転す
るまでの期間をtH、抵抗Ｒに流れる電流をいｉと
すれば、静電容量C1での電荷変動を考慮して次
式が成立する。
C1（Ｅ−Ｖ）＝CkeH (1)
tHｉ＝CkeH (2)
比較器Q6の出力端のレベル反転はナンドゲー
トG1を介してトランジスタQ1をオフQ2をオンと
し固定電極８に操作電圧Ｖを印加する（第２図
イ）。このため固定電極８は（Ｅ−Ｖ）の急激な
電位低下を生じ、この電位低下を中和すべく差動
増幅器Q5は固定容量Ckを介して所定値eHだけ電
圧を急激に上昇させ（第２図ハ）る。一方、差動
増幅器Q5の出力端の電位上昇は比較器Q6、イン
バータG3、抵抗Ｒを介して静電容量C1を充電し
その電位を上昇させようとするので、差動増幅器
Q5はその出力端の電位を徐々に低下させ（第２
図ハ）静電容量C1の電荷を中和させる。共通電
位点COMの電位を越えると比較器Q6の出力端の
電位は急速に正に反転し、最初の状態に戻る。こ
の反転するまでの期間tH′は期間tHに等しく(1)(2)
式が成立する。以後、これを繰り返す。
トG1を介してトランジスタQ1をオフQ2をオンと
し固定電極８に操作電圧Ｖを印加する（第２図
イ）。このため固定電極８は（Ｅ−Ｖ）の急激な
電位低下を生じ、この電位低下を中和すべく差動
増幅器Q5は固定容量Ckを介して所定値eHだけ電
圧を急激に上昇させ（第２図ハ）る。一方、差動
増幅器Q5の出力端の電位上昇は比較器Q6、イン
バータG3、抵抗Ｒを介して静電容量C1を充電し
その電位を上昇させようとするので、差動増幅器
Q5はその出力端の電位を徐々に低下させ（第２
図ハ）静電容量C1の電荷を中和させる。共通電
位点COMの電位を越えると比較器Q6の出力端の
電位は急速に正に反転し、最初の状態に戻る。こ
の反転するまでの期間tH′は期間tHに等しく(1)(2)
式が成立する。以後、これを繰り返す。
これ等を所定の回数繰り返すとカウンタQ7の
出力端Qoのレベルが反転し（第２図ヘ）、今度は
選択ゲート回路２１側が選択され（第２図ト）、
選択ゲート回路２０側と同様の動作をする。この
場合には所定値eHに対してeL、期間tHに対してtL
とすると、次式が成立する。
出力端Qoのレベルが反転し（第２図ヘ）、今度は
選択ゲート回路２１側が選択され（第２図ト）、
選択ゲート回路２０側と同様の動作をする。この
場合には所定値eHに対してeL、期間tHに対してtL
とすると、次式が成立する。
C2（Ｖ−（−Ｅ））＝CkeL (3)
tLｉ＝CkeL (4)
次にカウンタQ7の出力端がハイレベル“Ｈ”
である期間をTH、ローレベル“Ｌ”である期間
をTLとすれば、第２に示すように例えばTH＞TL
のときはインバータG4の平均出力電圧は（TH・
（−Ｅ）＋TLＥ／（TH＋TL）で与えられ負電圧と
なる。この負電圧は積分器２３の出力すなわち操
作電圧Ｖを上昇させる。操作電圧Ｖの上昇は固定
電極８，９の電圧（第２図イ，ロ）の振幅を減
少、増大させる。この結果、期間tH，tLが減少、
増大し、最終的にtH＝tL、即ちTH＝TLで平衡す
る。この場合には、(1)〜(4)式から次式が成立す
る。
である期間をTH、ローレベル“Ｌ”である期間
をTLとすれば、第２に示すように例えばTH＞TL
のときはインバータG4の平均出力電圧は（TH・
（−Ｅ）＋TLＥ／（TH＋TL）で与えられ負電圧と
なる。この負電圧は積分器２３の出力すなわち操
作電圧Ｖを上昇させる。操作電圧Ｖの上昇は固定
電極８，９の電圧（第２図イ，ロ）の振幅を減
少、増大させる。この結果、期間tH，tLが減少、
増大し、最終的にtH＝tL、即ちTH＝TLで平衡す
る。この場合には、(1)〜(4)式から次式が成立す
る。
Ｖ＝Ｅ・C1−C2／C1＋C2 (5)
また、tH，tL，(1)〜(4)式から
tH＝tL＝2E／ｉ・C1C2／C1＋C2 (6)
を得る。
操作電圧Ｖは電源電圧Ｅに依存し、期間tH（＝
tL）は電源電圧Ｅと電流ｉに依存するが電流ｉは
ｉ＝±Ｅ／Ｒで与えられることから結局電源電圧
Ｅを安定化すれば、操作電圧あるいは期間THは
静電容量C1，C2の和分の差あるいは和分の積に
比例した値として得られる。
tL）は電源電圧Ｅと電流ｉに依存するが電流ｉは
ｉ＝±Ｅ／Ｒで与えられることから結局電源電圧
Ｅを安定化すれば、操作電圧あるいは期間THは
静電容量C1，C2の和分の差あるいは和分の積に
比例した値として得られる。
なお、移動電極７と共通電位点COMとの間に
形成される分布容量Csはこの部分の電位が差動増
幅器Q5により常に共通電位点COM電位保持され
るので、分布容量Csの影響を受け難いものとな
る。
形成される分布容量Csはこの部分の電位が差動増
幅器Q5により常に共通電位点COM電位保持され
るので、分布容量Csの影響を受け難いものとな
る。
次に静電容量C1，C2と補正前の差圧Δpなどと
の関係について説明する。差圧ΔPがゼロのとき
の各静電容量C1，C2の値をC0、移動電極７のバ
ネ定数をＫとすれば、静電容量C1，C2は、 C1＝C0１／１−KΔP (7) C2＝C0１／１＋KΔP (8) として現わせる。これ等の式から、差圧ΔPは ΔP＝１／Ｋ（C1−C2／C1＋C2）(9) となる。従つて、(5)式を用いて Ｖ＝KE・ΔP (10) を得る。また、静電容量C0は封液５の誘電率を
ε、真空での静電容量をCvとすればC0＝εCvであ
るから(7)，(8)式を用いて ε＝２／Cv（C1C2／C1C2） （11） となる。この式に(6)式を代入して tH＝tL＝Ｅ／ｉCv・ε （12） を得る。
の関係について説明する。差圧ΔPがゼロのとき
の各静電容量C1，C2の値をC0、移動電極７のバ
ネ定数をＫとすれば、静電容量C1，C2は、 C1＝C0１／１−KΔP (7) C2＝C0１／１＋KΔP (8) として現わせる。これ等の式から、差圧ΔPは ΔP＝１／Ｋ（C1−C2／C1＋C2）(9) となる。従つて、(5)式を用いて Ｖ＝KE・ΔP (10) を得る。また、静電容量C0は封液５の誘電率を
ε、真空での静電容量をCvとすればC0＝εCvであ
るから(7)，(8)式を用いて ε＝２／Cv（C1C2／C1C2） （11） となる。この式に(6)式を代入して tH＝tL＝Ｅ／ｉCv・ε （12） を得る。
ところで、温度Ｔが上昇すると誘電率εは減少
し、静圧PSが増大すると誘電率εは増加するの
で、基準温度での誘電率ε0，ａ，ｂを定数とする
と、誘電率εは次式で示される。
し、静圧PSが増大すると誘電率εは増加するの
で、基準温度での誘電率ε0，ａ，ｂを定数とする
と、誘電率εは次式で示される。
ε＝ε0（１−aT＋bTS） （13）
これを変形して、静圧PSは
PS＝１／ｂ・ε−ε0／ε0＋ａ／ｂＴ（
14） となる。誘電率εの変化率をΔε、α＝１／ｂ、
β＝−ａ／ｂとおくと（14）式は、 PS＝α・Δε−βT （15） となる。α，βはそれぞれΔε、Ｔに対する補正
係数である。
14） となる。誘電率εの変化率をΔε、α＝１／ｂ、
β＝−ａ／ｂとおくと（14）式は、 PS＝α・Δε−βT （15） となる。α，βはそれぞれΔε、Ｔに対する補正
係数である。
静圧演算回路２４は温度センサ１３からの温度
Ｔと誘電率εに関連した期間TH（＝TL）信号とを
入力し、誘電率の変化率Δεを演算して（15）式
で示す演算の後、静圧PSを算出する。
Ｔと誘電率εに関連した期間TH（＝TL）信号とを
入力し、誘電率の変化率Δεを演算して（15）式
で示す演算の後、静圧PSを算出する。
一方、差圧ΔPは(9)式で示されるが、この(9)式
は理想的な場合、即ち固定電極８，９、移動電極
７相互間が平行でかつバネ定数Ｋも一定であるよ
うな場合について成立する式である。しかし、実
際には静圧PSあるいは温度Ｔが変化すると、本体
１が変形するなどして(9)式で得られた差圧ΔPが
変化する。そこで、差圧ΔPを補正する必要があ
る。
は理想的な場合、即ち固定電極８，９、移動電極
７相互間が平行でかつバネ定数Ｋも一定であるよ
うな場合について成立する式である。しかし、実
際には静圧PSあるいは温度Ｔが変化すると、本体
１が変形するなどして(9)式で得られた差圧ΔPが
変化する。そこで、差圧ΔPを補正する必要があ
る。
この補正は、演正演算回路２５で実行する。補
正演算回路２５は差圧ΔPに比例した操作電圧Ｖ
が入力されるが、これに対して静圧演算回路２４
からの静圧PS、温度センサ１３からの温度Ｔによ
り下式に示す演算を施し、補正後の差圧ΔPCを出
力端２６に出力する。
正演算回路２５は差圧ΔPに比例した操作電圧Ｖ
が入力されるが、これに対して静圧演算回路２４
からの静圧PS、温度センサ１３からの温度Ｔによ
り下式に示す演算を施し、補正後の差圧ΔPCを出
力端２６に出力する。
静圧PSに対する補正係数をk1、温度に対する補
正係数をk2とすると、補正された差圧ΔPCは次の
ようになる。
正係数をk2とすると、補正された差圧ΔPCは次の
ようになる。
ΔPC＝ΔP1＋k1PS＋k2T） （16）
第３図は本発明の他の実施例を示す部分ブロツ
ク図である。移動電極８と増幅回路２２との接続
にケーブルを用いると共通電位COMとの間に分
布容量Csができるが、第１図に示す実施例では差
動増幅器Q5の反転入力端（−）の電位が共通電
位点COMの電位に保持されるのでガード効果が
ある。しかしこれは差動増幅器Q5のオープンル
ープゲインが充分高いときに成立するが、静電容
量C1あるいはC2を介して差動増幅器Q5へ伝達さ
れる信号に対して減衰効果を及ぼすことは避け得
ない。これに対して第３図に示すようにケーブル
のガードGDに差動増幅器Q5の出力端の電位を印
加すると、ガード容量は固定容量Ckと並列に形
成され、心線CDから共通電位点COMへの分布容
量Csの効果は除去される。このことは、(5)式の導
出において固定容量Ckが消去されていることか
らも判る。
ク図である。移動電極８と増幅回路２２との接続
にケーブルを用いると共通電位COMとの間に分
布容量Csができるが、第１図に示す実施例では差
動増幅器Q5の反転入力端（−）の電位が共通電
位点COMの電位に保持されるのでガード効果が
ある。しかしこれは差動増幅器Q5のオープンル
ープゲインが充分高いときに成立するが、静電容
量C1あるいはC2を介して差動増幅器Q5へ伝達さ
れる信号に対して減衰効果を及ぼすことは避け得
ない。これに対して第３図に示すようにケーブル
のガードGDに差動増幅器Q5の出力端の電位を印
加すると、ガード容量は固定容量Ckと並列に形
成され、心線CDから共通電位点COMへの分布容
量Csの効果は除去される。このことは、(5)式の導
出において固定容量Ckが消去されていることか
らも判る。
逆に、固定容量Ckをガード容量で代替し、部
品としての固定容量Ckを削除することもできる。
品としての固定容量Ckを削除することもできる。
＜発明の効果＞
以上、実施例とともに具体的に説明した様に本
発明によれば、カウンタの出力端に得られる変化
周期を用いて静圧信号を得ると共に積分器２３出
力に得られる差圧信号を補正して静圧補正がなさ
れたアナログの差圧信号を得るようにしたので、
小形で静圧補償のされた精度の高い容量式変換装
置を実現することができる。
発明によれば、カウンタの出力端に得られる変化
周期を用いて静圧信号を得ると共に積分器２３出
力に得られる差圧信号を補正して静圧補正がなさ
れたアナログの差圧信号を得るようにしたので、
小形で静圧補償のされた精度の高い容量式変換装
置を実現することができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図は第１図に示す実施例の動作を説明する波
形図、第３図は本発明の他の実施例を示す部分ブ
ロツク図、第４図は従来の容量式変換装置の構成
を示すブロツク図である。 ５……封液、７……移動電極、８，９……固定
電極、１３……温度センサ、１９……差動容量セ
ンサ、２０，２１……選択ゲート回路、２２……
増幅回路、２４……静圧演算回路、２５……補正
演算回路、Ck……固定容量、C1，C2……静電容
量、Ｖ……操作電圧、PS……静圧。
第２図は第１図に示す実施例の動作を説明する波
形図、第３図は本発明の他の実施例を示す部分ブ
ロツク図、第４図は従来の容量式変換装置の構成
を示すブロツク図である。 ５……封液、７……移動電極、８，９……固定
電極、１３……温度センサ、１９……差動容量セ
ンサ、２０，２１……選択ゲート回路、２２……
増幅回路、２４……静圧演算回路、２５……補正
演算回路、Ck……固定容量、C1，C2……静電容
量、Ｖ……操作電圧、PS……静圧。
Claims (1)
- １ 移動電極に対して第１電極と第２電極が対向
して設けられこれ等の間に封液が満されて検出す
べき差圧に応じて差動的に変化する第１および第
２静電容量を形成する差動容量センサと、前記封
液の温度を検出する温度センサと、固定容量が入
力端と出力端との間に負帰還接続されかつ前記移
動電極が前記入力端に接続された増幅手段と、こ
の増幅手段の出力電圧を所定の閾値で検出して出
力レベルを変える検出ゲート手段と、付勢端の一
端が所定の電圧で付勢されこの検出ゲート手段の
出力変化を前記第１もしくは第２電極へ選択的に
印加する第１もしくは第２選択ゲート手段と、前
記検出ゲート手段の出力レベルの反転信号を前記
増幅手段の前記入力端へ帰還する抵抗手段と、前
記検出ゲート手段の出力の変化周期を計数しその
計数値の所定値ごとに出力レベルを反転しこの出
力レベルに基づいて前記第１もしくは第２選択ゲ
ート手段を選択するカウント手段と、この第１も
しくは第２選択出手段の付勢端の他端に前記カウ
ント手段の出力レベルに対応した出力電圧を印加
する操作手段と、前記変化周期信号と前記温度セ
ンサの温度信号が入力され静圧信号を演算する静
圧演算手段と、前記操作手段の出力に対して前記
静圧信号と前記温度信号により補正演算して差圧
信号を出力する補正演算手段とを具備する容量式
変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2479186A JPS62182619A (ja) | 1986-02-06 | 1986-02-06 | 容量式変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2479186A JPS62182619A (ja) | 1986-02-06 | 1986-02-06 | 容量式変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62182619A JPS62182619A (ja) | 1987-08-11 |
| JPH0439894B2 true JPH0439894B2 (ja) | 1992-07-01 |
Family
ID=12148007
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2479186A Granted JPS62182619A (ja) | 1986-02-06 | 1986-02-06 | 容量式変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62182619A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8884301B2 (en) | 1999-10-12 | 2014-11-11 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | EL display device and a method of manufacturing the same |
-
1986
- 1986-02-06 JP JP2479186A patent/JPS62182619A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8884301B2 (en) | 1999-10-12 | 2014-11-11 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | EL display device and a method of manufacturing the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62182619A (ja) | 1987-08-11 |
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