JPH0456511B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0456511B2 JPH0456511B2 JP2227866A JP22786690A JPH0456511B2 JP H0456511 B2 JPH0456511 B2 JP H0456511B2 JP 2227866 A JP2227866 A JP 2227866A JP 22786690 A JP22786690 A JP 22786690A JP H0456511 B2 JPH0456511 B2 JP H0456511B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- section
- output
- value
- overflow
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/57—Control of contrast or brightness
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Controls And Circuits For Display Device (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はデイジタルテレビジヨン受像機のコン
トラスト調整に関するもので、特に複合映像信号
のペデスタル値がゼロレベルをもつようにレベル
変換した後にコントラストを制御処理する回路及
びその方法に関するものである。
トラスト調整に関するもので、特に複合映像信号
のペデスタル値がゼロレベルをもつようにレベル
変換した後にコントラストを制御処理する回路及
びその方法に関するものである。
従来の技術及び問題点
一般に、テレビジヨン受像機におけるコントラ
スト調整とは、画像の濃淡（明暗信号）を調整す
るもので、一般アナログテレビジヨン受像機にお
いては映像増幅回路の交流映像信号成分の利得を
加減して明度信号の振幅を変える方法が用いられ
ている。しかし、最近活発に開発されているデイ
ジタルテレビジヨンにおいて、デイジタル変換さ
れた映像信号に対するコントラスト調整は元の複
合映像信号の振幅変化に対して均一な比率をも
ち、歪曲のない演算方法によつて成さなければな
らないことが要求されている。
スト調整とは、画像の濃淡（明暗信号）を調整す
るもので、一般アナログテレビジヨン受像機にお
いては映像増幅回路の交流映像信号成分の利得を
加減して明度信号の振幅を変える方法が用いられ
ている。しかし、最近活発に開発されているデイ
ジタルテレビジヨンにおいて、デイジタル変換さ
れた映像信号に対するコントラスト調整は元の複
合映像信号の振幅変化に対して均一な比率をも
ち、歪曲のない演算方法によつて成さなければな
らないことが要求されている。
上記複合映像信号のＡ／Ｄ変換された信号は該
当Ａ／Ｄ変換器のビツト数と関係されるが、第１
図に一つの例として詳細に示されたように上記
Ａ／Ｄ変換器の出力はアナログ複合映像信号に対
して最低値１０４と最上限界値１０１との間をｎ
−ビツト（上記Ａ／Ｄ変換器がｎ−ビツト変換器
である場合）に段階化して二進処理される。例え
ば、４−ビツトＡ／Ｄ変換器を採用するデイジタ
ルコントラスト調整回路においては最低値１０４
のストレートコードは0000であり、最大値１０１
のストレートコードは1111である。そして、上記
各コード値に対する２の補数は各々最低値１０４
に対して00001及び最大値１０１に対して10000に
なる。
当Ａ／Ｄ変換器のビツト数と関係されるが、第１
図に一つの例として詳細に示されたように上記
Ａ／Ｄ変換器の出力はアナログ複合映像信号に対
して最低値１０４と最上限界値１０１との間をｎ
−ビツト（上記Ａ／Ｄ変換器がｎ−ビツト変換器
である場合）に段階化して二進処理される。例え
ば、４−ビツトＡ／Ｄ変換器を採用するデイジタ
ルコントラスト調整回路においては最低値１０４
のストレートコードは0000であり、最大値１０１
のストレートコードは1111である。そして、上記
各コード値に対する２の補数は各々最低値１０４
に対して00001及び最大値１０１に対して10000に
なる。
また、中間レベル１０２の値は任意のデイジタ
ル値で示しうるが、例えば上記中間値のｎ−ビツ
トストレートコードを1000とすると、それに対す
る２の補数は1000になる。
ル値で示しうるが、例えば上記中間値のｎ−ビツ
トストレートコードを1000とすると、それに対す
る２の補数は1000になる。
このとき、上記複合映像信号中のコントラスト
の調整に関係する輝度信号成分の成分１０７は上
記複合映像信号１０５のペデスタルレベル１０３
から上記複合映像信号１０５のピーク値106まで
である。即ち、上記コントラスト調整に関係する
輝度信号の成分は同期信号部分とペデスタルレベ
ル１０３部分を除外した実際信号部分をもつて、
デイジタルデータでペデスタルレベル１０３値か
ら最上限界レベル１０１の間の値である。
の調整に関係する輝度信号成分の成分１０７は上
記複合映像信号１０５のペデスタルレベル１０３
から上記複合映像信号１０５のピーク値106まで
である。即ち、上記コントラスト調整に関係する
輝度信号の成分は同期信号部分とペデスタルレベ
ル１０３部分を除外した実際信号部分をもつて、
デイジタルデータでペデスタルレベル１０３値か
ら最上限界レベル１０１の間の値である。
もし、上記方法を取らないで単純に全体の上記
複合映像信号に対してコントラスト利得を乗算す
る方法を使用すると、同期信号成分及びペデスタ
ル信号成分のレベル値も上記コントラスト信号と
同一な比率に変換されて上記複合映像信号の歪が
発生される。このような複合映像信号の歪は第２
Ａ図のような元の複合映像信号に対して第２Ｂ図
に示されるようになる。
複合映像信号に対してコントラスト利得を乗算す
る方法を使用すると、同期信号成分及びペデスタ
ル信号成分のレベル値も上記コントラスト信号と
同一な比率に変換されて上記複合映像信号の歪が
発生される。このような複合映像信号の歪は第２
Ａ図のような元の複合映像信号に対して第２Ｂ図
に示されるようになる。
図示の上記歪のある複合映像信号中の同期信号
成分はゲートパルスの制御によつて演算を抑制す
ることによつて歪を防止することもできる。しか
し、上記ペデスタル信号１０５の直流成分が歪ま
されることを防止することはできない。したがつ
て、元の複合映像信号の歪を排除しながらペデス
タル信号のレベルを安定化させ、コントラスト調
整に関係する信号の成分だけを独立的に調整しう
る技術の必要性がある。
成分はゲートパルスの制御によつて演算を抑制す
ることによつて歪を防止することもできる。しか
し、上記ペデスタル信号１０５の直流成分が歪ま
されることを防止することはできない。したがつ
て、元の複合映像信号の歪を排除しながらペデス
タル信号のレベルを安定化させ、コントラスト調
整に関係する信号の成分だけを独立的に調整しう
る技術の必要性がある。
問題点を解決する手段
従つて、本発明の目的は複合映像信号のコント
ラスト信号成分だけを独立的に処理しうる回路及
びその方法を提供することにある。
ラスト信号成分だけを独立的に処理しうる回路及
びその方法を提供することにある。
本発明のほかの目的は独立的に処理されたコン
トラスト信号成分を元の複合映像信号と再混合す
ることによつて上記複合映像信号の歪を防止する
回路及びその方法を提供することにある。
トラスト信号成分を元の複合映像信号と再混合す
ることによつて上記複合映像信号の歪を防止する
回路及びその方法を提供することにある。
実施例
以下、本発明を添付図面を参照して詳細に説明
する。
する。
第３図は本発明によるシステムブロツク図であ
つて、Ａ／Ｄ変換部３０は入力端１１に供給され
るアナログ複合映像信号をn-ビツトデイジタル
データに変換して色／輝度信号分離部４０に供給
する。上記Ａ／Ｄ変換部３０の出力信号を受ける
色／輝度信号分離部４０は上記デイジタル変換さ
れた複合映像信号を色信号と輝度信号に分離す
る。また、上記色／輝度信号分離部４０から出力
される輝度信号はレベル変換部６０によつて基準
ペデスタルレベル端６１に入力される基準値によ
りペデスタルレベルをゼロに変換し、この変換さ
れた出力は利得調整部７０によつて利得調節端６
２に入力される利得調整値により利得が調整され
る。
つて、Ａ／Ｄ変換部３０は入力端１１に供給され
るアナログ複合映像信号をn-ビツトデイジタル
データに変換して色／輝度信号分離部４０に供給
する。上記Ａ／Ｄ変換部３０の出力信号を受ける
色／輝度信号分離部４０は上記デイジタル変換さ
れた複合映像信号を色信号と輝度信号に分離す
る。また、上記色／輝度信号分離部４０から出力
される輝度信号はレベル変換部６０によつて基準
ペデスタルレベル端６１に入力される基準値によ
りペデスタルレベルをゼロに変換し、この変換さ
れた出力は利得調整部７０によつて利得調節端６
２に入力される利得調整値により利得が調整され
る。
上記色／輝度信号分離部４０から出力される輝
度信号は遅延調整部５０によつて所定時間遅延さ
れて、上記レベル変換部６０と利得調整部７０に
よつて処理された信号とマツチングされる。上記
遅延調整部５０の出力と利得調整部７０の出力は
同期信号入力端６３に入力される同期信号により
混合部８０で混合される。この混合された信号は
オーバーフロー検出及び出力部９０に印加されて
オーバーフローを検出して上記オーバーフロー検
出値を最大値に制限して歪のない調整された輝度
信号を出力する。
度信号は遅延調整部５０によつて所定時間遅延さ
れて、上記レベル変換部６０と利得調整部７０に
よつて処理された信号とマツチングされる。上記
遅延調整部５０の出力と利得調整部７０の出力は
同期信号入力端６３に入力される同期信号により
混合部８０で混合される。この混合された信号は
オーバーフロー検出及び出力部９０に印加されて
オーバーフローを検出して上記オーバーフロー検
出値を最大値に制限して歪のない調整された輝度
信号を出力する。
第４図は本発明による第３図のレベル変換部６
０の具体的回路図であつて、２の補数方式を取つ
た例である。第１及び第２加算器ADD１，ADD
２の第１−４入力端Ha，Hb，La，Lb中の第１
及び第３入力端Ha，Laに上記色／輝度信号分離
部４０の輝度信号データが入力され、基準ペデス
タルレベル端６１である第２及び第４入力端Hb，
Lbに基準データが入力されて、上記第１及び第
２加算器ADD１，ADD２で各々加算され、上記
第１及び第２入力端Ha，Laの最上位ビツト
MSBをORゲートOR１に入力して符号ビツトを
得るように構成されている。
０の具体的回路図であつて、２の補数方式を取つ
た例である。第１及び第２加算器ADD１，ADD
２の第１−４入力端Ha，Hb，La，Lb中の第１
及び第３入力端Ha，Laに上記色／輝度信号分離
部４０の輝度信号データが入力され、基準ペデス
タルレベル端６１である第２及び第４入力端Hb，
Lbに基準データが入力されて、上記第１及び第
２加算器ADD１，ADD２で各々加算され、上記
第１及び第２入力端Ha，Laの最上位ビツト
MSBをORゲートOR１に入力して符号ビツトを
得るように構成されている。
第５図は本発明による第３図の混合部８０の具
体的回路図であつて、上記利得調整部７０の出力
端８２をＤフリツプフロツプDFのデータ端Ｄに
連結し、同期信号入力端６３を上記Ｄフリツプフ
ロツプDFのクリア端CLRに連結し、上記Ｄフリ
ツプフロツプDFの出力端Ｑと上記遅延調整部５
０の出力端８１を第３加算器ADD３の相異なる
入力端に各々連結する。
体的回路図であつて、上記利得調整部７０の出力
端８２をＤフリツプフロツプDFのデータ端Ｄに
連結し、同期信号入力端６３を上記Ｄフリツプフ
ロツプDFのクリア端CLRに連結し、上記Ｄフリ
ツプフロツプDFの出力端Ｑと上記遅延調整部５
０の出力端８１を第３加算器ADD３の相異なる
入力端に各々連結する。
第６図は本発明による第３図のオーバーフロー
検出及び出力部９０の具体的回路図であつて、上
記混合部８０の出力端８３をマルチプレクサ
MUXの入力端とオーバーフロー検出回路９１の
入力端に連結し、上記オーバーフロー検出回路９
１の出力端をマルチプレクサMUXの選択端Ｓに
連結し、上記マルチプレクサMUXの最大及び最
小入力端＋MAX、−MAXは各々所定の値をもつ
ように調整される。
検出及び出力部９０の具体的回路図であつて、上
記混合部８０の出力端８３をマルチプレクサ
MUXの入力端とオーバーフロー検出回路９１の
入力端に連結し、上記オーバーフロー検出回路９
１の出力端をマルチプレクサMUXの選択端Ｓに
連結し、上記マルチプレクサMUXの最大及び最
小入力端＋MAX、−MAXは各々所定の値をもつ
ように調整される。
以下、本発明の具体的な一実施例を第１図乃至
第６図を参照して詳細に説明する。
第６図を参照して詳細に説明する。
まず、第１図のような複合映像信号はＡ／Ｄ変
換部３０によつてデイジタルデータに変換され
る。前述のように、上記デイジタルデータとアナ
ログ信号との関係において、コントラストの調整
に関係される部分はペデスタルレベル１０３値か
ら最大値１０１の間の値である。デイジタル信号
処理で増幅の動作は乗算によつて成されるが、こ
のとき発生することもできる合成映像信号の歪を
防止するために与えられた利得に対してペデスタ
ル値は乗算が成されてはならない。
換部３０によつてデイジタルデータに変換され
る。前述のように、上記デイジタルデータとアナ
ログ信号との関係において、コントラストの調整
に関係される部分はペデスタルレベル１０３値か
ら最大値１０１の間の値である。デイジタル信号
処理で増幅の動作は乗算によつて成されるが、こ
のとき発生することもできる合成映像信号の歪を
防止するために与えられた利得に対してペデスタ
ル値は乗算が成されてはならない。
第２Ａ−第２Ｂ図のようにアナログ複合映像信
号がＡ／Ｄ変換部３０でデイジタルデータに変換
されて色／輝度信号分離部４０で輝度分離された
デイジタルデータ、あるいは本発明の実施例に図
示を省略したがアナログ輝度分離された輝度信号
をＡ／Ｄ変換部３０でデイジタルデータに変換さ
せてペデスタル値がある一定な値をもつようにな
つているので、このままで利得と乗算されるとペ
デスタルレベルも変換される。従つて、現在ペデ
スタル値に対してそのレベルをゼロレベル（デイ
ジタルデータ0000）に作るためのレベルの移動が
必要である。
号がＡ／Ｄ変換部３０でデイジタルデータに変換
されて色／輝度信号分離部４０で輝度分離された
デイジタルデータ、あるいは本発明の実施例に図
示を省略したがアナログ輝度分離された輝度信号
をＡ／Ｄ変換部３０でデイジタルデータに変換さ
せてペデスタル値がある一定な値をもつようにな
つているので、このままで利得と乗算されるとペ
デスタルレベルも変換される。従つて、現在ペデ
スタル値に対してそのレベルをゼロレベル（デイ
ジタルデータ0000）に作るためのレベルの移動が
必要である。
上記レベル移動を遂行するために、上記デイジ
タル変換された複合映像信号の輝度信号はレベル
変換部６０に入力されてレベル変換される。即
ち、第４図の第１及び第２加算器ADD１，ADD
２の第１及び第３入力端Ha，Laに上記色／輝度
信号分離部４０によつて分離された輝度信号デー
タが４ビツトずつ入力され、基準ペデスタルレベ
ル端６５である第２及び第４入力端Hb，Lbに４
ビツトずつ各々入力されて各加算器のキヤリ端の
状態による上記二つの入力を加算してゼロのレベ
ルに作り、第１及び第２入力端Ha，HbのMSB
をORゲートOR１で論理和して符号を計算する。
もし、ここで２の補数コードである場合第１図の
ように中間レベル１０２の値を中心とした交流成
分のデータに構成されるとペデスタルレベルは
“−”値をもつ、この場合、ペデスタル値を加え
てやつてペデスタルレベルをゼロにし、ペデスタ
ルを基準として全体的なレベル移動が成される。
上記レベル変換部６０のレベル移動値を利得調整
部７０に入力すると利得調整部７０は利得調節端
６２に入力される値と乗算してペデスタル値をゼ
ロにそのままに維持したままコントラスト信号成
分だけの振幅変化が成される。
タル変換された複合映像信号の輝度信号はレベル
変換部６０に入力されてレベル変換される。即
ち、第４図の第１及び第２加算器ADD１，ADD
２の第１及び第３入力端Ha，Laに上記色／輝度
信号分離部４０によつて分離された輝度信号デー
タが４ビツトずつ入力され、基準ペデスタルレベ
ル端６５である第２及び第４入力端Hb，Lbに４
ビツトずつ各々入力されて各加算器のキヤリ端の
状態による上記二つの入力を加算してゼロのレベ
ルに作り、第１及び第２入力端Ha，HbのMSB
をORゲートOR１で論理和して符号を計算する。
もし、ここで２の補数コードである場合第１図の
ように中間レベル１０２の値を中心とした交流成
分のデータに構成されるとペデスタルレベルは
“−”値をもつ、この場合、ペデスタル値を加え
てやつてペデスタルレベルをゼロにし、ペデスタ
ルを基準として全体的なレベル移動が成される。
上記レベル変換部６０のレベル移動値を利得調整
部７０に入力すると利得調整部７０は利得調節端
６２に入力される値と乗算してペデスタル値をゼ
ロにそのままに維持したままコントラスト信号成
分だけの振幅変化が成される。
上記利得調整部７０の出力と元の輝度信号の遅
延された出力信号である遅延調整部５０の出力が
混合部８０に入力されるが、上記遅延調整部５０
は上記色／輝度信号分離部４０の分離された元の
輝度信号データを多数のＤフリツプフロツプで構
成された遅延ラインを通じて所定遅延して出力す
る。
延された出力信号である遅延調整部５０の出力が
混合部８０に入力されるが、上記遅延調整部５０
は上記色／輝度信号分離部４０の分離された元の
輝度信号データを多数のＤフリツプフロツプで構
成された遅延ラインを通じて所定遅延して出力す
る。
混合部８０は第５図のように構成されたもので
上記遅延調整部５０の出力データが第３加算器
ADD３に入力され、上記利得調整部７０のＤフ
リツプフロツプDFのデータ端Ｄに入力されると
きシステムクロツク端SYS CLKの入力によりラ
ツチされる。一方、上記ＤフリツプフロツプDF
は同期信号入力端６３に入力される同期信号によ
りクリアされ、上記第３加算器ADD３の他入力
端に入力されて加算される。このように処理され
た上記第３加算器ADD３の出力はオーバーフロ
ー検出及び出力部９０に入力される。
上記遅延調整部５０の出力データが第３加算器
ADD３に入力され、上記利得調整部７０のＤフ
リツプフロツプDFのデータ端Ｄに入力されると
きシステムクロツク端SYS CLKの入力によりラ
ツチされる。一方、上記ＤフリツプフロツプDF
は同期信号入力端６３に入力される同期信号によ
りクリアされ、上記第３加算器ADD３の他入力
端に入力されて加算される。このように処理され
た上記第３加算器ADD３の出力はオーバーフロ
ー検出及び出力部９０に入力される。
上記オーバーフロー検出及び出力部９０は第６
図のように構成することができ、上記混合部８０
の出力で発生されたオーバーフローが上記オーバ
ーフロー検出回路９１によつて検出され、上記混
合部８０の出力をマルチプレクサMUXに入力す
る。上記オーバーフロー検出回路９１の検出出力
によりマルチプレクサMUXが制御されて最大値
MAX及び最小値MINと定常出力が選択される。
図のように構成することができ、上記混合部８０
の出力で発生されたオーバーフローが上記オーバ
ーフロー検出回路９１によつて検出され、上記混
合部８０の出力をマルチプレクサMUXに入力す
る。上記オーバーフロー検出回路９１の検出出力
によりマルチプレクサMUXが制御されて最大値
MAX及び最小値MINと定常出力が選択される。
即ち、コントラスト調整された信号はレベル変
換部６０及び利得調整部７０を通じて演算動作時
間遅延調整部５０で遅延調整されて出力される元
の信号成分に混合部５０で混合されて（加えられ
る）０から＋２まで輝度信号の振幅変化をもつコ
ントラスト調整動作が成される。一方、混合部８
０の同期信号部分に対しては規則的に発生される
同期信号のゲートパルスによつて元の複合映像信
号に混合されるとき、そのパルス区間の間はＤフ
リツプフロツプDFの出力によつて０値を出力し
て元の信号だけが通過して同期信号部分を保護し
てやる。一方、このように混合された信号中、オ
ーバーフロー発生部分はその値をオーバーフロー
検出回路９１で最大値にリミツトして歪なしに適
切なコントラスト調整された輝度信号を出力す
る。
換部６０及び利得調整部７０を通じて演算動作時
間遅延調整部５０で遅延調整されて出力される元
の信号成分に混合部５０で混合されて（加えられ
る）０から＋２まで輝度信号の振幅変化をもつコ
ントラスト調整動作が成される。一方、混合部８
０の同期信号部分に対しては規則的に発生される
同期信号のゲートパルスによつて元の複合映像信
号に混合されるとき、そのパルス区間の間はＤフ
リツプフロツプDFの出力によつて０値を出力し
て元の信号だけが通過して同期信号部分を保護し
てやる。一方、このように混合された信号中、オ
ーバーフロー発生部分はその値をオーバーフロー
検出回路９１で最大値にリミツトして歪なしに適
切なコントラスト調整された輝度信号を出力す
る。
発明の効果
上述のように元の信号成分に実際信号部分の利
得調整した値を混合し元の複合映像信号の歪を最
小とし、優秀なコントラスト調整特性をもつよう
にする利点がある。
得調整した値を混合し元の複合映像信号の歪を最
小とし、優秀なコントラスト調整特性をもつよう
にする利点がある。
第１図は一般的な複合映像信号の波形図、第２
Ａ図及び第２Ｂ図は複合映像信号の歪を説明する
ための一つの例示図、第３図は本発明によつてコ
ントラスト信号を調整するためのシステムブロツ
ク図、第４図は本発明による第３図のレベル変換
部６０の具体的回路図、第５図は本発明による第
３図の混合部８０の具体的回路図、第６図は本発
明による第３図のオーバーフロー検出及び出力部
９０の具体的回路図である。 ３０……Ａ／Ｄ変換部、４０……色／輝度信号
分離部、５０……遅延調整部、６０……レベル変
換部、７０……利得調整部、８０……混合部、９
０……オーバーフロー検出部及び出力部、９１…
…オーバーフロー検出回路。
Ａ図及び第２Ｂ図は複合映像信号の歪を説明する
ための一つの例示図、第３図は本発明によつてコ
ントラスト信号を調整するためのシステムブロツ
ク図、第４図は本発明による第３図のレベル変換
部６０の具体的回路図、第５図は本発明による第
３図の混合部８０の具体的回路図、第６図は本発
明による第３図のオーバーフロー検出及び出力部
９０の具体的回路図である。 ３０……Ａ／Ｄ変換部、４０……色／輝度信号
分離部、５０……遅延調整部、６０……レベル変
換部、７０……利得調整部、８０……混合部、９
０……オーバーフロー検出部及び出力部、９１…
…オーバーフロー検出回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デイジタルテレビジヨン受像機のコントラス
ト調整回路において； 入力されるアナログ複合映像信号をデイジタル
複合映像信号に変換するＡ／Ｄ変換部と； 上記デイジタル複合映像信号から輝度信号とカ
ラー信号を分離するように上記Ａ／Ｄ変換器に接
続された色／輝度信号分離部と； 上記色／輝度信号分離部から出力される輝度信
号を基準ペデスタルレベル端に入力される基準値
によりペデスタルレベルをゼロに変換するレベル
変換部と； 入力される利得調整値により上記レベル変換部
の出力の利得を調整する利得調整部と； 上記色／輝度信号分離部から出力される輝度信
号を所定時間遅延する遅延調整部と； 上記遅延調整部の出力と利得調整部の出力を同
期信号により混合する混合部と； 上記混合部の出力からオーバーフローを検出し
て、オーバーフローが検出されると上記オーバー
フロー検出値を最大値に制限するオーバーフロー
検出及び出力部とで構成されることを特徴とする
コントラスト調整回路。 ２ 上記レベル変換部は； 上記色／輝度信号分離部の出力を受けるための
少なくとも二つの入力端をもつており、上記二つ
の入力端に印加される信号をキヤリ信号によつて
加算する第１加算器と； 上記基準ペデスタルレベル端を通じて印加され
るペデスタル値を受けるための少なくとも二つの
入力端をもつており、上記二つの入力端に印加さ
れる信号を加算する第２加算器と； 上記第１加算器の二つの入力端を通じて印加さ
れる信号らの各々の最上位ビツト（MSB）を比
較してサインを決定するように接続された手段と
を具備したことを特徴とする請求項第１項に記載
のコントラスト調整回路。 ３ 上記混合部は； 入力されるシステムクロツク信号により上記利
得調整部から供給される信号を出力するフリツプ
フロツプ手段と； 上記フリツプフロツプ手段の出力信号と上記遅
延調整部の出力信号を加算する加算手段とを具備
したことを特徴とする請求項第２項に記載のコン
トラスト調整回路。 ４ 上記オーバーフロー検出及び出力部は； 上記混合部の出力信号から発生するオーバーフ
ローを検出してオーバーフロー信号を生産するよ
うに連結された手段と； 上記オーバーフロー信号によつて、入力される
上記混合部の出力信号を最大値に制限する手段と
を具備したことを特徴とする請求項第３項に記載
のコントラスト調整回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019890012654A KR920007607B1 (ko) | 1989-09-01 | 1989-09-01 | 디지탈 텔레비젼 수상기에 있어서 콘트라스트 조정회로 |
| KR1989-12654 | 1989-09-01 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0393383A JPH0393383A (ja) | 1991-04-18 |
| JPH0456511B2 true JPH0456511B2 (ja) | 1992-09-08 |
Family
ID=19289561
Family Applications (1)
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003010891A2 (en) | 2001-07-25 | 2003-02-06 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Output driver equipped with a sensing resistor for measuring the current in the output driver |
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