JPH0476529B2

JPH0476529B2 -

Info

Publication number: JPH0476529B2
Application number: JP60263007A
Authority: JP
Inventors: Juichi Hitomi
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-11-22
Filing date: 1985-11-22
Publication date: 1992-12-03
Also published as: JPS62122412A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、集積回路化されたFM変調器等に用
いられるエミツタ結合形非安定マルチバイブレー
タ構成の電圧制御発振器に関する。

〔発明の技術的背景〕

映像信号、オーデイオ信号をFM変調するFM
変調器として、第３図に示すような電圧制御発振
器がある。発振部１００には、被変調信号Vinが
信号供給回路２００を介して供給され出力部１０
１からは、FM変調信号を得ることができる。３
００は、バイアス回路であつて、発振部１００の
バイアス端子１６にバイアス電圧を供給してい
る。

発振部１００の動作について説明する。発振部
１００は、トランジスタ１〜７，１０，１１、抵
抗８，９、コンデンサ１２、電流源１３，１４に
より構成され、トランジスタ１がオン（以下ON
と記す）、トランジスタ２がオフ（以下OFFと記
す）の状態では、図示の実線で示すように電流I_O
が流れ、逆の状態では図示の破線で示すように電
流I_Oが流れる。

以下、第４図の信号波形を参照し、トランジス
タ１，２のコレクタ電位V_C1，V_C2ならびにエミ
ツタ電位V_E1，V_E2の時間変化を追つて説明する。
発振動作は、トランジスタ１，２が交互にON、
OFFの反転を繰り返して得られるが、まず、時
刻t₁においてトランジスタ１がONになり、トラ
ンジスタ２がOFFになつた状態を想定する。

このとき、トランジスタ３もONになつている
ため、トランジスタ１のコレクタ電位V_C1は、バ
イアス電圧１６の電位よりトランジスタ３のベー
ス・エミツタ間電圧V_BE3分低い電圧となる。バイ
アス電圧１６の電位は、V_CC−V_Oであるから、時
刻t₁におけるトランジスタ１のコレクタ電位V_C1
は、 V_C1＝V_CC−V_O−V_BE3 （ｔ＝t₁）となつている。また、トランジスタ２のコレクタ
電位V_C2は、トランジスタ２がOFFになつている
ため、電源電圧V_CCよりもトランジスタ５のベー
ス・エミツタ間電圧V_BE5だけ低い電位となつてお
り、 V_C2＝V_CC−V_BE5 （ｔ＝t₁）と表わされる。

次に、時刻t₁におけるトランジスタ１，２のエ
ミツタ電位V_E1，V_E2を考える。ここでトランジ
スタ７のベース・エミツタ間電圧をV_BE7、ON状
態のトランジスタ１のベース・エミツタ間電圧を
V_BE1とすれば V_E1＝V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1 （ｔ＝t₁）となる。

このときは、第３図の実線の矢印で示す如くコ
ンデンサ１２には、電流I_Oが流れる。これによ
り、コンデンサ１２は、実線の矢印の方向の極性
に一定速度で充電され、これに伴ないトランジス
タ２のエミツタ電位V_E2は、第４図Ｄに示すよう
に、時刻t₁以後、一定速度で低下していく。そし
て、エミツタ電位V_E2がこのまま減少していき、
トランジスタ２のベース・エミツタ間電圧V_BE2が
ある値になると、トランジスタ２の状態はOFF
からONに反転する。この反転を起こすエミツタ
電圧V_BE2の値をV_BE2(ON)とし、反転する時刻をt₂と
すれば、時刻t₂におけるトランジスタ２のエミツ
タ電位V_E2は、 V_E2＝V_B2−V_BE2(ON) （ｔ＝t₁）となる。ここでV_B2はトランジスタ２のベース電
位であり、V_B2はトランジスタ１のコレクタ電位
V_C1よりもトランジスタ６のベース・エミツタ間
電圧V_BE6だけ低いため、 V_B2＝V_C1−V_BE6 ＝V_CC−V_O−V_BE3−V_BE6 と表わされ、結局、 V_E2＝V_CC−V_O−V_BE3−V_BE6−V_BE2 （ON）（ｔ＝t₂）と求める。

トランジスタ２がOFFからONに反転すると、
トランジスタ１はONからOFFに反転する。した
がつて、今度はトランジスタ１のコレクタ電位
V_C1が、 V_C1＝V_CC−V_BE5 （ｔ＝t₂）となり、トランジスタ２のコレクタ電位V_C2は、 V_C2＝V_CC−V_O−V_BE4 （ｔ＝t₂）になる。そして、時刻t₂にONとなつたトランジ
スタ２のエミツタ電位V_E2は、時刻t₁のトランジ
スタ１のエミツタ電位V_E1と同様に、 V_E2＝V_CC−V_BE5−V_BE6−V_BE2 （ｔ＝t₂）となる。ここでV_BE2はON状態のトランジスタ２
のベース・エミツタ間電圧を表わす。

さて、時刻t₂においてトランジスタ２のエミツ
タ電位V_E2は、 V_CC−V_O−V_BE3−V_BE6−V_BE2（ON）から V_CC−V_BE5−V_BE6−V_BE2 に至るまで、差し引き V_O＋V_BE3−V_BE5＋V_BE2(ON)−V_BE2 増加している。ここでトランジスタ３がON状態
のとき、トランジスタ３とトランジスタ５のそれ
ぞれのコレクタに流れる電流が等しくなるように
抵抗８が選ばれており、トランジスタ３のベー
ス・エミツタ間電圧V_BE3とトランジスタ５のベー
ス・エミツタ間電圧V_BE5は等しい。したがつて、
先程の時刻t₂におけるトランジスタ２のエミツタ
電圧V_E2の増加分 V_O＋V_BE3−V_BE5＋V_BE2(ON)−V_BE2 は、 V_BE3＝V_BE5 であるから、 V_O＋V_BE2(ON)−V_BE2 となる。これより、時刻t₂におけるトランジスタ
１のエミツタ電圧V_E1は、時刻t₂における V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1 から、上記の増加分だけ高い電位となり、 V_E1＝V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1 ＋V_O＋V_BE2（ON）−V_BE2 （ｔ＝t₂）となることが分る。

時刻t₂以後、トランジスタ１がOFF、トランジ
スタ２がONとなつた状態では、第３図の破線の
矢印の方向に電流I_Oが流れるため、今度はトラン
ジスタ１のエミツタ電位V_E1が第４図Ｃに示すよ
うに一定速度で低下していく。そして、トランジ
スタ１がOFFからONになるので必要なベース・
エミツタ間電圧をV_BE1(ON)とすれば、 V_E1＝V_CC−V_O−V_BE4−V_BE7−V_BE1（ON）となつた時点（時刻t₃）で、再びトランジスタ１
がONになり、トランジスタ２がOFFとなる。
ON状態となつたトランジスタ１のエミツタ電圧
V_E1は、 V_E1＝V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1 （ｔ＝t₃）に復帰し、時刻t₃におけるV_E1の増加分は、 V_O＋V_BE4−V_BE5＋V_BE1（ON）−V_BE1 である。先程と同様に、トランジスタ４とトラン
ジスタ５のベース・エミツタ間電圧V_BE4，V_BE5は
共に等しくなるように、抵抗９の値が選ばれてい
るため、結局、時刻t₃におけるV_E1の増加分は、 V_O＋V_BE1(ON)−V_BE1 となる。これより、時刻t₃におけるトランジスタ
２のエミツタ電圧V_E2は、時刻t₃以前における V_CC−V_BE5−V_BE6−V_BE2 よりも、上記の増加分だけ高い、 V_E2＝V_CC−V_BE5−V_BE6−V_BE2 ＋V_O＋V_BE1（ON）−V_BE1 （ｔ＝t₃）となる。

以後、トランジスタ１，２のON、OFFの反転
が繰り返され、トランジスタ１のコレクタ電位
V_C1もしくはトランジスタ２のコレクタ電位V_C2
は、それぞれ第４図Ａ，Ｂに示すように、一定の
周期2Tで繰り返されるパルス波形となり、出力
部１０１から発振出力が得られる。この場合、ト
ランジスタ１のコレクタ電位V_C1の期間Ｔにおけ
る変化より、コンデンサ１２の端子電圧は、期間
Ｔにおいて、 V_CC−V_O−V_BE4−V_BE7−V_BE1(ON) から V_CC−V_BE5−V_BE7−V_BE1 ＋V_O＋V_BE2（ON）−V_BE2 まで、 2V_O＋V_BE1（ON）−V_BE1 ＋V_BE2（ON）＋V_BE2 だけ変化する。ここでトランジスタ１，２を対称
に選ぶことにより、 V_BE1＝V_BE2、V_BE1（ON）＝V_BE2（ON）となるため、コンデンサ１２の印加電圧の変化は２（V_O＋V_BE1(ON)＋V_BE1）となる。したがつて、コンデンサ１２の容量をＣ
とすればＣ・２（V_O＋V_BE1(ON)−V_BE1）＝I_O・Ｔが成立し、よつて、発振周波数f_Oは、 f_O＝１／2T＝I_O／4CV_C ……(1) と求まる。ここで、V_Cはトランジスタ１，２の
ON、OFFが反転する際のコンデンサ１２の端子
電圧で、 V_C＝V_O＋V_BE2(ON)−V_BE1 ……(2) と表わされる。

上記発振部１００に対する入力信号は、トラン
ジスタ１０，１１のベースに供給される。

信号供給回路２００には、入力信号V_ioが抵抗
２１を介してトランジスタ２３のエミツタに供給
されている。トランジスタ２３のエミツタには抵
抗２２を介して電源電圧V_CCが供給される。トラ
ンジスタ２３のコレクタは、ダイオード接続され
たトランジスタ２８を介して接地され、このトラ
ンジスタ２８のベースがトランジスタ１０，１１
のベースに接続されている。また、電源と接地間
には、抵抗２６、ダイオード接続されたトランジ
スタ２５，２４、抵抗２７の直列回路が接続さ
れ、トランジスタ２４のベースがトランジスタ２
３のベースに接続されバイアスを供給する。

ここで、トランジスタ２３のエミツタ電圧V_E23
は、 V_E23＝V_CC−V_E26−V_BE25／R₂₆＋R₂₇・R₂₇＋V_BE23 ここで、V_E23＝V_BE26＝V_BE27＝V_J、R₂₆＝R₂₇と
すると、 V_BE23＝V_CC／２となる。よつて、トランジスタ２３のコレクタ電
流I_C23は、 I_C23＝V_io−V_BE23／R₂₁＋V_CC−V_BE23／R₂₂ ＝V_io−V_CC／２／R₂₁＋V_CC／２／R₂₂ となり、カレントミラー効果による I_O＝I_C10＝I_C11＝I_C28＝I_C23 より I_O＝V_io−V_CC／２／R₂₁＋V_CC／２／R₂₂……(3) となる。よつて、 f_O＝１／4CV_C・（V_io−V_CC／２／R₂₁＋V_CC／２／R₂₂
） ……(4) とあらわせる。

(4)式から、入力電圧つまりV_ioを変化させるこ
とにより、発振周波数f_Oが変化することがわか
る。従つて、例えばビデオテープレコーダにおい
て、入力信号を映像信号や音声信号とし、上記の
回路をFM変調器として用いることができる。

〔背景技術の問題点〕

上記の電圧制御発振器の発振周波数f_Oは、電源
依存性を持ち、電源電圧の変動によつて中心周波
数がばらつくという問題がある。

以下この点を詳述する。発振部１００のバイア
ス端子１６には、バイアス回路３００からのバイ
アスが与えられる。バイアス回路３００は、電源
と接地間に抵抗３１，３３、ダイオード接続のト
ランジスタ列３４を直列接続した構成であり、抵
抗３１，３３の接続部からバイアスがとりだされ
ている。

上記バイアス回路３００の出力端電圧と電源電
圧V_CC間の電位差V_Oは、 V_O＝V_CC−ｎ・V_J／R₃₁＋R₃₃・R₃₁ ……(5) で表わされる。(2)式、(5)式より、 V_C＝V_CC−ｎ・V_J／R₃₁＋R₃₃・R₃₁＋V_BE2(ON)−V_BE1 ……(6) となる。ここで、ｎ個のダイオード接続されたト
ランジスタ列３４は、V_BE2(ON)−V_BE1の温度ドリ
フトを打消すために用いられているものである。

つまり温度ドリフトを打消すためには、 ∂／∂T（−ｎ・V_J／R₃₁＋R₃₃）＋∂／∂T（V_BE2(ON)−
V_BE1）＝０ ……(7) となり、ここで、V_Jの温度係数は負、またV_BE(ON)
−V_BE1の温度係数も負のため、ｎを適当に選ぶこ
とにより、(7)式を満足させることができる。

しかし、これらのトランジスタがバイアス回路
にあるために、発振周波数が電源依存性を持つ。
つまり、(1)、(2)、(3)、(5)式より、発振周波数f_O
は、 F_O＝１／4C・V_io−V_CC／２／R₂₁＋V_CC／２／R₂₂／V_CC−
nV_J／R₃₁＋R₃₃・R₃₁＋V_BE2(ON)−V_BE1 となる。ここで発振周波数f_Oの無信号時の値すな
わち中心周波数f_OOの値を求めてみる。無信号時
における被変調信号V_ioの値は、V_CC／２であり、
このとき前出の(3)式より電流I_Oは、電源電圧V_CC
に比例し、I_O＝V_CC／２）／R₂₂、また、V_BE2(ON)、
V_BE1は、電源電圧性を無視でき、V_BE2(ON)V_BE1
と考えると、 f_OO＝１／4C V_CC／２・１／R₂₂／V_CC・R₃₁／R₃₁＋R₃₃−
nV_J／R₃₁＋R₃₃・R₃₁ ＝１／8C・１／R₂₂−１／R₂₁／R₃₁／R₃₁＋R₃₃−nV_J／
V_CC・R₃₁／R₃₁＋R₃₃ ……(8) となる。これより、V_CCの項が残り、このため、
f_OOは電源電圧依存性を持つことがわかる。

従つて、従来の電圧制御発振器をビデオテープ
レコーダの映像信号、オーデイオ信号用のFM変
調器として用いた場合、電源電圧のばらつきによ
り中心周波数が移動し、所望の特性を得られない
という欠点がある。

〔発明の目的〕

この発明に上記の事情に鑑みてなされたもの
で、発振周波数が電源電圧に依存しないようにし
た電圧制御発振器を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

この発明は例えば第１図、第２図に示すよう
に、電源電圧V_CCの変化により、発振部１００の
第３、第４のトランジスタのベース電位と第５の
トランジスタのベース電位間の差電圧が、電源電
圧に比例して変化する第１の電圧源２００によつ
て制御される電圧制御電流源の電流値の変化によ
つて、前記トランジスタのエミツタ電圧が変化す
る量を相殺するように、前記第３、第４のトラン
ジスタのベース電位を定める第２の電圧源３００
を電源電圧に比例して変化するように構成したも
のである。

〔発明の実施例〕

以下この発明の実施例を図面を参照して説明す
る。第１図はこの発明の一実施例であり、基本的
な構成は、第３図に示した電圧制御発振器とかわ
りは無い。しかしこの発明のものは、発振部１０
０のトランジスタ５の構造と、時にはバイアス回
路３００の内部接続が異なるので、主にこの部分
の構成を説明する。

バイアス回路３００は、抵抗３１，３３が直列
に電源と接地間に接続され、抵抗３１，３３の接
続部はバイアス端子１６に接続される。これによ
り、バイアス端子１６間のバイアス電圧V_Oは電
源電圧V_CCに比例することになる。また、発振部
１００においては、トランジスタ１がON、トラ
ンジスタ２がOFFのときは、実線で示すように
電流I_Oが流れる。つまり、トランジスタ１のコレ
クタには、トランジスタ３のエミツタからの電流
と、トランジスタ５のエミツタから抵抗８を介し
て流れる電流とが流入する。また逆に、トランジ
スタ１がOFF、トランジスタ２がONのときは、
破線で示すように電流I_Oが流れる。このときのト
ランジスタ２のコレクタには、トランジスタ４の
エミツタからの電流と、トランジスタ５のエミツ
タから抵抗９を介して流れる電流とが流入する。
なお上記電流I_Oは、前出の(3)式で与えられる。す
なわち、無信号時において電源電圧V_CCに比例す
るものである。ここで、トランジスタ５のエミツ
タ面積は、トランジスタ３，４のエミツタ面積の
ｍ倍に構成されている。尚他の部分は、第３図の
ものと同じであるから第３図に付した番号と同じ
番号を付して説明は略する。

次に上記の実施例の動作について説明する。電
源電圧V_CCとバイアス端子１６間のバイアス電圧
V_Oは、 V_O＝R₃₁／R₃₁＋R₃₃×V_CC で表わされる。トランジスタ１がONからOFFに
変わる時点を考えると、第３図の回路では、トラ
ンジスタ３とトランジスタ５のエミツタ面積、電
流が等しいためにV_BE3＝V_BE5となつたが、本実施
例の回路では、トランジスタ５を設け、そのエミ
ツタ面積をトランジスタ３のエミツタ面積のｍ倍
のしているため、V_BE3≠V_BE5となり、これを考慮
すると、コンデンサ１２の端子電圧V_Cは、 V_C＝V_O＋V_BE3−V_BE5＋V_BE2(ON)−V_BE1 ここで、V_E3＝V_E5、V_E2＝I_2(ON)、V_E1＝I_O、
（V_2(ON)≪I_O）とすると、 V_C＝V_O＋Ｖ＋lnI_E3／I_S−V_TlnI_E5／mI_S＋V_TlnI_2(ON)
／I_S−V_TlnI_O／I_S＝V_O＋V_Tln（ｍ・I_O／I_2(ON)）ここで、 I_S：飽和電流 V_T：kT／ｑｋ：ボルツマン定数ｑ：単位電荷Ｔ：絶対温度となる。ここでV_Tln（ｍ・I_O／I_2(ON)）は通常の値が V_Oに比較し、小さいためV_CはV_Oにほぼ等しく、 V_CV_O＝R₃₁／R₃₁＋R₃₃・V_CC となり、V_Cの温度ドリフトを補償でき、またV_C
はV_CCに比例することになる。よつて、無信号時
V_io＝V_CC／２のときの発振周波数は、 f_OO＝１／4C・V_CC／２１／R₂₂／R₃₁／R₃₁＋R₃₃・V_C
C ＝¹／₁／8C・R₃₁＋R₃₃／R₃₁・１／R₂₂ とあらわすことができる。この式と、(8)式を比べ
ればわかるように、f_OOはV_CCとは独立しており、
電源電圧に依存しない。

なお、V_CとV_Oの高い一致精度が求められる場
合は、トランジスタ３と５のエミツタ面積比ｍをｍ＝I₂（ON）／I_Oと選べば良く、これにより、中心周波数f_OOの電源電圧V_CCに対する無依存性により
確かなものになる。

第２図はこの発明の他の実施例である。本実施
例の場合は、バイアス供給回路３００の構成と、
発振部１００のトランジスタ３，４，５のベース
にバイアスを与える手段が先の実施例と異なる。

バイアス回路３００は、電源と接地間に直列接
続された抵抗３２，３１，３３を有する。抵抗３
１，３３の接続部は、トランジスタ５１のベース
に接続され、抵抗３１，３３の接続部はトランジ
スタ５２のベースに接続される。トランジスタ５
２のエミツタ面積は、トランジスタ５１のエミツ
タ面積のｍ倍である。トランジスタ５１のエレク
タは、電源に接続され、エミツタは定電流源５３
を介して接地される。またトランジスタ５２のコ
レクタは、電源に接続され、エミツタは定電流源
５４を介して接地される。そして、トランジスタ
５２のエミツタがトランジスタ５のベースに接続
され、トランジスタ５１のエミツタがトランジス
タ３，４のベースに接続される。

次に本実施例の動作について説明する。トラン
ジスタ５１，５２のベース間の電圧V_Oは、第２
図の構成によつた場合にも、 V_O＝R₃₁／R₃₁＋R₃₂＋R₃₃×V_CC と表わされ、電源電圧に比例する。本実施例で
は、V_Oからコンデンサ１２の端子電圧V_Cに至る
までの経路に、V_BE51、V_BE52が加わるために、V_C
は、 V_C＝V_O＋V_BE51＋V_BE52＋V_BE2(ON)−V_BE1 となる。ここで、I_E51＝I₅₃、I_E52＝I₅₄、I_E2＝I_2(ON)
、
I_E1＝I_O、（I_2(ON)≪I_O）とすると、 V_C＝V_O＋V_TlnI₅₃／I_S−V_TlnI₅₄／I_S＋V_TlnI_2(ON)／I_S−V_TlnI_O／I_S＝V_O＋V_Tln（ｍ・I_O／I_2(ON)）と表わされる。

以下は先の実施例と同様で V_CV_O＝R₃₁／R₃₁＋R₃₂＋R₃₃・V_CC であり、V_Cの温度ドリフトは補償され、V_CCに比
例する。

よつて、V_io＝V_CC／２のときの発振周波数f_OO
は、 f_OO＝１／4C V_CC／２・１／R₂₂／R₃₁／R₃₁＋R₃₂＋R₃₃・
V_CC ＝１／8C・R₃₁＋R₃₂＋R₃₃／R₃₁・１／R₂₂ と表わすことができる。

以上より、f_OOは、V_CCに独立となり、電源電圧
に依存しないようにすることができる。またｍ＝
I_2(ON)／I_Oと設定することによりV_OとV_Cの一致精
度は高められ、中心周波数f_OOの電源電圧V_CCへの
無依存性はより確かなものとなる。

〔発明の効果〕

以上説明したようにこの発明によると、V_OとI_O
を電源電圧に比例して変化させることで、回路を
複雑にすることなく、温度ドリフトも補償しつつ
中心周波数が電源電圧に依存しないようにした電
圧制御発振器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第
２図はこの発明の他の実施例を示す回路図、第３
図は従来の電圧制御発振器の回路図、第４図は第
３図の回路の動作を説明するのに示した信号波形
図である。１〜７，１０，１１，５１，５２……トランジ
スタ、８，９，３１〜３３……抵抗、１２……コ
ンデンサ。

Claims

【特許請求の範囲】１エミツタ間にコンデンサが接続される第１と
第２のトランジスタと、コレクタが電源に接続さ
れる第３、第４、第５のトランジスタを有し、前
記第１及び第２のトランジスタのエミツタをそれ
ぞれ電圧制御電流源に接続するとともに、前記第
１のトランジスタのコレクタを前記第２のトラン
ジスタのベースに、また前記第２のトランジスタ
のコレクタを前記第１のトランジスタのベースに
それぞれ帰還ループを介して接続するとともに、
前記第１及び第２のトランジスタのコレクタをそ
れぞれ抵抗を介して前記第５のトランジスタのエ
ミツタに接続し、更に前記第１及び第２のトラン
ジスタのコレクタをそれぞれ前記第３及び第４の
トランジスタのエミツタに接続し、前記第３、第
４のトランジスタのベースを共通に接続し、この
共通ベースと前記第５のトランジスタのベースに
電位差を持たせてバイアス回路を接続した電圧制
御発振器において、電源電圧の変化によつて、前記電圧制御電流源
に流れる電流値が変化し、結果として前記第３、
第４のトランジスタのエミツタ電位と前記第５の
トランジスタのエミツタ電位間の電圧が変化する
割合に等しくなるように、前記第３、第４のトラ
ンジスタのベース電位と前記第５のトランジスタ
のベース電位間の電圧を電源電圧に比例して変化
するように設定したことを特徴とする電圧制御発
振器。