JPH05102758A - 外部バイアスを利用した光帯域線形利得調節増幅器 - Google Patents
外部バイアスを利用した光帯域線形利得調節増幅器Info
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- JPH05102758A JPH05102758A JP4085412A JP8541292A JPH05102758A JP H05102758 A JPH05102758 A JP H05102758A JP 4085412 A JP4085412 A JP 4085412A JP 8541292 A JP8541292 A JP 8541292A JP H05102758 A JPH05102758 A JP H05102758A
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- current
- transistors
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid-state elements
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid-state elements in emitter-coupled or cascode amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F5/00—Amplifiers with both discharge tubes and semiconductor devices as amplifying elements
-
- H—ELECTRICITY
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- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/04—Modifications of control circuit to reduce distortion caused by control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 光帯域の高周波信号を増幅する時大きな入力
信号に対して増幅利得の歪が深化されるが、利得特性の
線形性の線形性を高められる時利得が減ぜられることを
改善するとともに外部のバイアス調整により利得量を調
整し高い周波数の力信号でも安定された利得特性を維持
することができる増幅器を提供する。 【構成】 外部バイアス電圧入力により利得を調整する
ための外部バイアス電圧の逆双曲線タンジェント関数に
なる第２微少電圧を発生し、上記第２微少電圧の双曲線
タンジェント関数になり上記外部バイアス電圧の変化に
線形的で比例する第１電流を発生し、入力信号電圧の逆
双曲線タンジェント関数になる第２微少電圧を発生し、
上記第２微少電圧の双曲線タンジェント関数になり上記
入力信号電圧の変化に線形的で比例する第２電流を発生
して上記第１電流を調整し、上記第２電流を線形的で比
例する第２電流を発生して上記第１電流を調整し、上記
第２電流を線形的で対応する出力信号電圧で変換するこ
とにより大きな入力電圧差が高い周波数入力に対しても
湾曲なく利得量を調節して増幅することができる。
信号に対して増幅利得の歪が深化されるが、利得特性の
線形性の線形性を高められる時利得が減ぜられることを
改善するとともに外部のバイアス調整により利得量を調
整し高い周波数の力信号でも安定された利得特性を維持
することができる増幅器を提供する。 【構成】 外部バイアス電圧入力により利得を調整する
ための外部バイアス電圧の逆双曲線タンジェント関数に
なる第２微少電圧を発生し、上記第２微少電圧の双曲線
タンジェント関数になり上記外部バイアス電圧の変化に
線形的で比例する第１電流を発生し、入力信号電圧の逆
双曲線タンジェント関数になる第２微少電圧を発生し、
上記第２微少電圧の双曲線タンジェント関数になり上記
入力信号電圧の変化に線形的で比例する第２電流を発生
して上記第１電流を調整し、上記第２電流を線形的で比
例する第２電流を発生して上記第１電流を調整し、上記
第２電流を線形的で対応する出力信号電圧で変換するこ
とにより大きな入力電圧差が高い周波数入力に対しても
湾曲なく利得量を調節して増幅することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は増幅器に係り、特に光帯
域の高周波信号を増幅する光帯域増幅器において、外部
のバイアス調整により光帯域の入力高周波信号に対する
利得を調節することできる高い周波数及び大きな入力信
号に対しても利得特性が線形を持つようにする外部バイ
アスを利用した光帯域線形利得調節増幅器に関する。
域の高周波信号を増幅する光帯域増幅器において、外部
のバイアス調整により光帯域の入力高周波信号に対する
利得を調節することできる高い周波数及び大きな入力信
号に対しても利得特性が線形を持つようにする外部バイ
アスを利用した光帯域線形利得調節増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＶＴＲあるいはなどの映像処理システム
では高周波の映像信号を増幅するために一般に図１の
（Ａ），（Ｂ）のように構成される差動増幅器を使用し
ている。上記図１の（Ａ），（Ｂ）の増幅器は同一な特
性を持ったトランジスタＱ１〜Ｑ２を使用して電源電圧
ＶCCと負電源電圧−ＶEE間に対称されるように構成した
ものである。ここで、共通エミッタ電流ＩEEは定電流源
による定電流であり、トランジスタＱ１〜Ｑ２のコレク
タ抵抗ＲC は互いに同一しエミッタ抵抗Ｒe も互いに同
一する。従って上記図１の（Ａ），（Ｂ）の増幅器はト
ランジスタＱ２のベース端子の接地電圧に対してトラン
ジスタＱ１のベース端子に印加される入力信号Ｖinを電
圧増幅して出力信号Ｖ0 を出力する。一方、図１の
（Ａ）の増幅器の利得特性は次の通りであり求められ
た。先ず、トランジスタＱ１〜Ｑ２の各ベース−エミッ
タ間にキルヒホップの第２法則（ＫＶＬ：Ｋｉｒｃｈｈ
ｏｆｆ’ｓＶｏｌｔａｇｅ Ｌａｗ）を適用すると入力
信号電圧Ｖinは下記式のようになる。
では高周波の映像信号を増幅するために一般に図１の
（Ａ），（Ｂ）のように構成される差動増幅器を使用し
ている。上記図１の（Ａ），（Ｂ）の増幅器は同一な特
性を持ったトランジスタＱ１〜Ｑ２を使用して電源電圧
ＶCCと負電源電圧−ＶEE間に対称されるように構成した
ものである。ここで、共通エミッタ電流ＩEEは定電流源
による定電流であり、トランジスタＱ１〜Ｑ２のコレク
タ抵抗ＲC は互いに同一しエミッタ抵抗Ｒe も互いに同
一する。従って上記図１の（Ａ），（Ｂ）の増幅器はト
ランジスタＱ２のベース端子の接地電圧に対してトラン
ジスタＱ１のベース端子に印加される入力信号Ｖinを電
圧増幅して出力信号Ｖ0 を出力する。一方、図１の
（Ａ）の増幅器の利得特性は次の通りであり求められ
た。先ず、トランジスタＱ１〜Ｑ２の各ベース−エミッ
タ間にキルヒホップの第２法則（ＫＶＬ：Ｋｉｒｃｈｈ
ｏｆｆ’ｓＶｏｌｔａｇｅ Ｌａｗ）を適用すると入力
信号電圧Ｖinは下記式のようになる。
【０００３】 Ｖin＝ＶBE1 −ＶBE2 …（１） 上記（１）式でＶBE1 ，ＶBE2 は各々トランジスタＱ
１，Ｑ２のベースとエミッタ間の電圧である。上記
（１）式を、
１，Ｑ２のベースとエミッタ間の電圧である。上記
（１）式を、
【０００４】
【数１】
【０００５】を利用して再び書くと下記の式のようにな
る。
る。
【０００６】
【数２】
【０００７】上記（２）式ではＶT はＫＴ／ｇとして絶
対温度３００°Ｋで約２６ｍＶになり、ＩS はトランジ
スタの逆飽和電流として絶対温度３００°Ｋで約２×１
０ｎＡになる。そして、ＩC １，ＩC ２は各々トランジ
スタＱ１，Ｑ２のコレクタ電流である。上記（２）式で
トランジスタＱ１〜Ｑ２の誤差がないとＩS １＝ＩS ２
がされるので上記（１）式と（２）式は下記式が再び表
すことができる。
対温度３００°Ｋで約２６ｍＶになり、ＩS はトランジ
スタの逆飽和電流として絶対温度３００°Ｋで約２×１
０ｎＡになる。そして、ＩC １，ＩC ２は各々トランジ
スタＱ１，Ｑ２のコレクタ電流である。上記（２）式で
トランジスタＱ１〜Ｑ２の誤差がないとＩS １＝ＩS ２
がされるので上記（１）式と（２）式は下記式が再び表
すことができる。
【０００８】
【数３】
【０００９】かつ、トランジスタＱ１〜Ｑ２のコレクタ
電流ＩC は下記式のような関係が成立する。 ＩC １＋ＩC ２＝αＦ・ＩEE …（４） 上記（４）式ではαＦはトランジスタのベース接地電流
増幅率として、殆ど１である。従って、上記（３）式と
上記（４）式でＩC １とＩC ２は下記式で整理すること
ができる。
電流ＩC は下記式のような関係が成立する。 ＩC １＋ＩC ２＝αＦ・ＩEE …（４） 上記（４）式ではαＦはトランジスタのベース接地電流
増幅率として、殆ど１である。従って、上記（３）式と
上記（４）式でＩC １とＩC ２は下記式で整理すること
ができる。
【００１０】
【数４】
【００１１】一方、トランジスタＱ１の出力をＶ0 １、
トランジスタＱ２の出力をＶ0 ２とすると下記式のよう
になる。 Ｖ0 １＝ＶCC−ＩC １・ＲC …（７） Ｖ0 ２＝ＶCC−ＩC ２・ＲC …（８） ここで最終出力Ｖ0 は下記式のようになる。
トランジスタＱ２の出力をＶ0 ２とすると下記式のよう
になる。 Ｖ0 １＝ＶCC−ＩC １・ＲC …（７） Ｖ0 ２＝ＶCC−ＩC ２・ＲC …（８） ここで最終出力Ｖ0 は下記式のようになる。
【００１２】 Ｖ0 ＝Ｖ0 １−Ｖ0 ２ …（９） 従って、上記（５）〜（９）式で出力Ｖ0 は下記の式の
ようになる。
ようになる。
【００１３】
【数５】
【００１４】上記（１０）式でのように図１の（Ａ）の
増幅器はtan ｈ曲線関数の影響のために入力信号Ｖinが
上述のごとく上温である絶対温度３００°Ｋで２６ｍＶ
になるＶT より大きな場合には歪（ディストーション）
がひどくなって増幅器で使用することができない欠点が
あった。かつ、上記のように歪曲が発生される欠点を補
完するために図４の（Ｂ）の増幅器のようにトランジス
タＱ１，Ｑ２のエミッタ端子に各々抵抗Ｒe を追加する
と線形性を高めるようにできるか利得が少なくなる問題
点があった。
増幅器はtan ｈ曲線関数の影響のために入力信号Ｖinが
上述のごとく上温である絶対温度３００°Ｋで２６ｍＶ
になるＶT より大きな場合には歪（ディストーション）
がひどくなって増幅器で使用することができない欠点が
あった。かつ、上記のように歪曲が発生される欠点を補
完するために図４の（Ｂ）の増幅器のようにトランジス
タＱ１，Ｑ２のエミッタ端子に各々抵抗Ｒe を追加する
と線形性を高めるようにできるか利得が少なくなる問題
点があった。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】本発明はこのような問
題点を解決するためのもので、本発明の目的は光帯域の
入力高周波信号を増幅する増幅器において、大きな入力
信号に対しても歪曲でない利得特性で増幅することので
きる外部バイアスを利用した光帯域線形利得調節増幅器
を提供することにある。本発明の他の目的は光帯域の入
力高周波信号を増幅する増幅器において、外部のバイア
ス調節により入力高周波信号の増幅利得量を調節するこ
とのできる外部バイアスを利用した光帯域利得調節増幅
器を提供することにある。本発明の又異なる目的は、光
帯域の入力高周波信号を増幅する増幅器において、入力
周波信号の高い周波数でも安定された利得特性を維持す
ることのできる外部バイアスを利用した光帯域線形利得
調節増幅器を提供することにある。
題点を解決するためのもので、本発明の目的は光帯域の
入力高周波信号を増幅する増幅器において、大きな入力
信号に対しても歪曲でない利得特性で増幅することので
きる外部バイアスを利用した光帯域線形利得調節増幅器
を提供することにある。本発明の他の目的は光帯域の入
力高周波信号を増幅する増幅器において、外部のバイア
ス調節により入力高周波信号の増幅利得量を調節するこ
とのできる外部バイアスを利用した光帯域利得調節増幅
器を提供することにある。本発明の又異なる目的は、光
帯域の入力高周波信号を増幅する増幅器において、入力
周波信号の高い周波数でも安定された利得特性を維持す
ることのできる外部バイアスを利用した光帯域線形利得
調節増幅器を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るための本発明の特徴は、光帯域の高周波信号を増幅す
る増幅器において、利得を調節するための外部バイアス
電圧の逆双曲線タンジェント関数がされる第１微少電圧
を発生する第１微少電圧発生部と、上記第１微少電圧の
入力により上記第１微少電圧の双曲線タンジェント関数
になり、上記外部バイアス電圧の変化に線形的で比例す
る第１電流を発生する第１電圧−電流変換部と、入力信
号電圧の逆双曲線タンジェント関数になる第２微少電圧
を発生する第２微少電圧発生部と、上記第２微少電圧の
入力により上記第２微少電圧の双曲線タンジェント関数
になり上記入力信号電圧の変化に線形的で比例する第２
電流を発生して上記第１電流を調整する第２電圧−電流
変換部と、上記第１電流を線形的で対応する出力信号電
圧で変換する電流−電圧変換出力部とから構成される外
部バイアスを利用した光帯域線形利得調整増幅器にあ
る。
るための本発明の特徴は、光帯域の高周波信号を増幅す
る増幅器において、利得を調節するための外部バイアス
電圧の逆双曲線タンジェント関数がされる第１微少電圧
を発生する第１微少電圧発生部と、上記第１微少電圧の
入力により上記第１微少電圧の双曲線タンジェント関数
になり、上記外部バイアス電圧の変化に線形的で比例す
る第１電流を発生する第１電圧−電流変換部と、入力信
号電圧の逆双曲線タンジェント関数になる第２微少電圧
を発生する第２微少電圧発生部と、上記第２微少電圧の
入力により上記第２微少電圧の双曲線タンジェント関数
になり上記入力信号電圧の変化に線形的で比例する第２
電流を発生して上記第１電流を調整する第２電圧−電流
変換部と、上記第１電流を線形的で対応する出力信号電
圧で変換する電流−電圧変換出力部とから構成される外
部バイアスを利用した光帯域線形利得調整増幅器にあ
る。
【００１７】
【実施例】以下、本発明による実施例を添付図面を参照
して詳細に説明する。図２は本発明によるブロック図
で、利得を調整するための外部バイアス電圧の逆双曲線
タンジェント（ｉｎｖｅｒｓｅ ｈｙｐｅｒｂｏｌｉｃ
ｔａｎｇｅｎｔ；以下tan ｈ-1という）関数になる第
１微少電圧ΔＶ１を発生する第１微少電圧発生部１０
と、上記第１微少電圧発生部１０に連結されて上記第１
微少電圧ΔＶ１の入力により上記第１微少電圧ΔＶ１の
双曲線タンジェント（ｈｙｐｅｒｂｏｌｉｃ ｔａｎｇ
ｅｎｔ；以下tan ｈという）関数になり上記外部バイア
ス電圧ＶB の変化に線形的で比例する第１電流Ｉ１を発
生する第１電圧−電流変換部２０と、入力信号電圧Ｖin
が入力されるように連結されて入力信号電圧Ｖinのtan
ｈ-1関数になる第２微少電圧ΔＶ２を発生する第２微少
電圧発生部３０と、上記第２微少電圧発生部３０に連結
されて上記第２微少電圧ΔＶ２の入力により上記第２微
少電圧ΔＶ２のtan ｈ関数になり上記入力信号電圧Ｖin
の変化に線形的で比例する第２電流Ｉ２を発生して上記
第１電流Ｉ１を調整する第２電圧−電流変換部４０と、
上記第１電流変換部２０に連結されて上記第１電流Ｉ１
を線形的で対応する出力信号電圧Ｖ0 で変換出力する電
流−電圧変換出力部５０とから構成される。
して詳細に説明する。図２は本発明によるブロック図
で、利得を調整するための外部バイアス電圧の逆双曲線
タンジェント（ｉｎｖｅｒｓｅ ｈｙｐｅｒｂｏｌｉｃ
ｔａｎｇｅｎｔ；以下tan ｈ-1という）関数になる第
１微少電圧ΔＶ１を発生する第１微少電圧発生部１０
と、上記第１微少電圧発生部１０に連結されて上記第１
微少電圧ΔＶ１の入力により上記第１微少電圧ΔＶ１の
双曲線タンジェント（ｈｙｐｅｒｂｏｌｉｃ ｔａｎｇ
ｅｎｔ；以下tan ｈという）関数になり上記外部バイア
ス電圧ＶB の変化に線形的で比例する第１電流Ｉ１を発
生する第１電圧−電流変換部２０と、入力信号電圧Ｖin
が入力されるように連結されて入力信号電圧Ｖinのtan
ｈ-1関数になる第２微少電圧ΔＶ２を発生する第２微少
電圧発生部３０と、上記第２微少電圧発生部３０に連結
されて上記第２微少電圧ΔＶ２の入力により上記第２微
少電圧ΔＶ２のtan ｈ関数になり上記入力信号電圧Ｖin
の変化に線形的で比例する第２電流Ｉ２を発生して上記
第１電流Ｉ１を調整する第２電圧−電流変換部４０と、
上記第１電流変換部２０に連結されて上記第１電流Ｉ１
を線形的で対応する出力信号電圧Ｖ0 で変換出力する電
流−電圧変換出力部５０とから構成される。
【００１８】上記図２の構成中、第１微少電圧発生部１
０は増幅利得を調整するために調整する外部バイアス電
圧ＶB 入力により上記外部バイアス電圧ＶB のtan ｔ-1
関数になる第１微少電圧ΔＶ１を発生する。この時、上
記外部バイアス電圧ＶB は一定可変範囲を持つ直流電圧
がされ、上記第１微少電圧ΔＶ１は上記外部バイアス電
圧ＶB のtan ｈ関数になるので１を出ない値になる。第
１電圧−電流変換部２０では上記第１微少電圧ΔＶ１を
入力して上記第１微少電圧ΔＶ１と逆特性を持つtan ｈ
関数の第１電流Ｉ１で変換する。だから上記第１電流Ｉ
１は上記外部バイアス電圧ＶB の変化に対して大いさは
小さいのみ線形的で比例する。
０は増幅利得を調整するために調整する外部バイアス電
圧ＶB 入力により上記外部バイアス電圧ＶB のtan ｔ-1
関数になる第１微少電圧ΔＶ１を発生する。この時、上
記外部バイアス電圧ＶB は一定可変範囲を持つ直流電圧
がされ、上記第１微少電圧ΔＶ１は上記外部バイアス電
圧ＶB のtan ｈ関数になるので１を出ない値になる。第
１電圧−電流変換部２０では上記第１微少電圧ΔＶ１を
入力して上記第１微少電圧ΔＶ１と逆特性を持つtan ｈ
関数の第１電流Ｉ１で変換する。だから上記第１電流Ｉ
１は上記外部バイアス電圧ＶB の変化に対して大いさは
小さいのみ線形的で比例する。
【００１９】一方、第２微少電圧発生部３０では入力高
周波数電圧Ｖinの入力により上記入力高周波信号電圧Ｖ
inのtan ｈ-1関数になる第２微少電圧ΔＶ２を発生す
る。この時、上記第２微少電圧ΔＶ２も上記入力高周波
信号電圧Ｖinの変化に比例する値を持つが、上記第１微
少電圧ΔＶ１と同様に１を出ない値になる。第２電圧−
電流変換部４０では上記第２微少電圧ΔＶ２を入力して
上記第１微少電圧ΔＶ２と逆特性を持つtan ｈ関数の第
２電流Ｉ２で変換する。従って上記第２電流Ｉ２は上記
入力高周波信号電圧Ｖinの変化に対して大きさが小さい
時のみ線形的で比例する。かつ、上記第２電流Ｉ２の変
化により上記外部バイアス電圧が変え又、ＶB により第
１電流Ｉ１が変化する。だから上記第１電流Ｉ１と第２
電流Ｉ２間にも線形性が維持される。
周波数電圧Ｖinの入力により上記入力高周波信号電圧Ｖ
inのtan ｈ-1関数になる第２微少電圧ΔＶ２を発生す
る。この時、上記第２微少電圧ΔＶ２も上記入力高周波
信号電圧Ｖinの変化に比例する値を持つが、上記第１微
少電圧ΔＶ１と同様に１を出ない値になる。第２電圧−
電流変換部４０では上記第２微少電圧ΔＶ２を入力して
上記第１微少電圧ΔＶ２と逆特性を持つtan ｈ関数の第
２電流Ｉ２で変換する。従って上記第２電流Ｉ２は上記
入力高周波信号電圧Ｖinの変化に対して大きさが小さい
時のみ線形的で比例する。かつ、上記第２電流Ｉ２の変
化により上記外部バイアス電圧が変え又、ＶB により第
１電流Ｉ１が変化する。だから上記第１電流Ｉ１と第２
電流Ｉ２間にも線形性が維持される。
【００２０】上記のごとく外部バイアス電圧ＶB により
調整され、上記第２電流Ｉ２の変化に線形的で比例する
第１電流Ｉ１は電圧変換出力部５０で電圧で変換されて
出力信号電圧Ｖ0 へ出力される。ここで上記電流−電圧
変換出力部５０は上記第１電流Ｉ１を線形的で電圧変換
出力する。従って外部バイアス電圧ＶB 調整により願う
利得量を調節した後入力高周波信号電圧Ｖinの大きさに
関係なく線形性を維持することから増幅することができ
る。かつ、入力高周波信号電圧Ｖinによる電流で変換し
て増幅することにより、高い周波数でも安定された利得
特性を維持することができる。
調整され、上記第２電流Ｉ２の変化に線形的で比例する
第１電流Ｉ１は電圧変換出力部５０で電圧で変換されて
出力信号電圧Ｖ0 へ出力される。ここで上記電流−電圧
変換出力部５０は上記第１電流Ｉ１を線形的で電圧変換
出力する。従って外部バイアス電圧ＶB 調整により願う
利得量を調節した後入力高周波信号電圧Ｖinの大きさに
関係なく線形性を維持することから増幅することができ
る。かつ、入力高周波信号電圧Ｖinによる電流で変換し
て増幅することにより、高い周波数でも安定された利得
特性を維持することができる。
【００２１】図３は本発明による上記図２の一実施例の
具体回路図であり、上記図２のように第１，第２微少電
圧発生部１０，３０と、第１，第２電流変換部２０，４
０と電圧変換出力部５０とから構成される。上記図３の
構成中第１微少電圧発生部１０は各エミッタ端子が各々
定電流源Ｉ0 １’に接続されて対称構成され、ベース端
子に第１基準電圧Ｖref １が加えられた外部バイアス電
圧ＶB と第２基準電圧Ｖref ２を各々入力するトランジ
スタ１１，１２と、上記トランジスタ１１，１２のエミ
ッタ間に連結された抵抗１３と、上記トランジスタ１
１，１２各々のコレクタ端子にカノードが接続され、電
流電圧ＶCCにアノードが共通接続されるダイオード１
４，１５で構成される。第１電圧−電流変換部２０は電
源電圧ＶCCと定電流源Ｉ0 ２間に各々接続されて各ベー
ス端子に上記トランジスタ１１，１２のコレクタ端子出
力電圧を入力バッファリングするトランジスタ２１，２
２と、各エミッタ端子が共通接続されて対称構成され、
各ベース端子に上記トランジスタ２１，２２のエミッタ
端子出力電圧を各々入力するトランジスタ２３，２４で
構成される。
具体回路図であり、上記図２のように第１，第２微少電
圧発生部１０，３０と、第１，第２電流変換部２０，４
０と電圧変換出力部５０とから構成される。上記図３の
構成中第１微少電圧発生部１０は各エミッタ端子が各々
定電流源Ｉ0 １’に接続されて対称構成され、ベース端
子に第１基準電圧Ｖref １が加えられた外部バイアス電
圧ＶB と第２基準電圧Ｖref ２を各々入力するトランジ
スタ１１，１２と、上記トランジスタ１１，１２のエミ
ッタ間に連結された抵抗１３と、上記トランジスタ１
１，１２各々のコレクタ端子にカノードが接続され、電
流電圧ＶCCにアノードが共通接続されるダイオード１
４，１５で構成される。第１電圧−電流変換部２０は電
源電圧ＶCCと定電流源Ｉ0 ２間に各々接続されて各ベー
ス端子に上記トランジスタ１１，１２のコレクタ端子出
力電圧を入力バッファリングするトランジスタ２１，２
２と、各エミッタ端子が共通接続されて対称構成され、
各ベース端子に上記トランジスタ２１，２２のエミッタ
端子出力電圧を各々入力するトランジスタ２３，２４で
構成される。
【００２２】第２微少電圧発生部３０は各エミッタ端子
が各々定電流源Ｉ0１に接続されて対称構成され、ベー
ス端子に第３基準電圧Ｖref ３が加えられた入力電圧Ｖ
inと第４基準電圧Ｖref ４を各々入力するトランジスタ
３１，３２と、上記トランジスタ３１，３２のエミッタ
間に連結された抵抗３３と、上記トランジスタ３１，３
２各々のコレクタ端子にカノードが接続されアノードが
共通接続されるダイオード３４，３５と、ベース端子に
第５基準電圧Ｖref ５を入力し上記電源電圧Ｖ CCから一
定量だけ降下された電圧を上記ダイオード３４，３５の
共通アノード接続点に印加すトランジスタ３６で構成さ
れる。第２電圧−電流変換部４０は電源電圧ＶCCと定電
流源Ｉ0 ２間に各々接続され各ベース端子に上記トラン
ジスタ３１，３２のコレクタ端子出力電圧を入力バッフ
ァリングするトランジスタ４１，４２と、各エミッタ端
子が定電流源ＩEEに共通接続されて対称構成され、各ベ
ース端子が上記トランジスタ４１，４２のエミッタ端子
に連結され、各コレクタ端子が電源電圧ＶCCと上記トラ
ンジスタ２３，２４のエミッタ端子接続点に各々接続さ
れるトランジスタ４３，４４とから構成される。電流−
電圧変換出力部５０は抵抗で電源電圧ＶCCと上記トラン
ジスタ２４のコレクタ端子間に接続される。上記図３の
構成中トランジスタ１１−１２，２１−２４，３１−３
２，３６，４１−４４はＮＰＮ形トランジスタである。
かつダイオード１４−１５，３４−３５はＮＰＮ形トラ
ンジスタのベース端子をアノード端子としてエミッタ端
子とコレクタ端子を互い接続させてカノード端子で使用
するものである。
が各々定電流源Ｉ0１に接続されて対称構成され、ベー
ス端子に第３基準電圧Ｖref ３が加えられた入力電圧Ｖ
inと第４基準電圧Ｖref ４を各々入力するトランジスタ
３１，３２と、上記トランジスタ３１，３２のエミッタ
間に連結された抵抗３３と、上記トランジスタ３１，３
２各々のコレクタ端子にカノードが接続されアノードが
共通接続されるダイオード３４，３５と、ベース端子に
第５基準電圧Ｖref ５を入力し上記電源電圧Ｖ CCから一
定量だけ降下された電圧を上記ダイオード３４，３５の
共通アノード接続点に印加すトランジスタ３６で構成さ
れる。第２電圧−電流変換部４０は電源電圧ＶCCと定電
流源Ｉ0 ２間に各々接続され各ベース端子に上記トラン
ジスタ３１，３２のコレクタ端子出力電圧を入力バッフ
ァリングするトランジスタ４１，４２と、各エミッタ端
子が定電流源ＩEEに共通接続されて対称構成され、各ベ
ース端子が上記トランジスタ４１，４２のエミッタ端子
に連結され、各コレクタ端子が電源電圧ＶCCと上記トラ
ンジスタ２３，２４のエミッタ端子接続点に各々接続さ
れるトランジスタ４３，４４とから構成される。電流−
電圧変換出力部５０は抵抗で電源電圧ＶCCと上記トラン
ジスタ２４のコレクタ端子間に接続される。上記図３の
構成中トランジスタ１１−１２，２１−２４，３１−３
２，３６，４１−４４はＮＰＮ形トランジスタである。
かつダイオード１４−１５，３４−３５はＮＰＮ形トラ
ンジスタのベース端子をアノード端子としてエミッタ端
子とコレクタ端子を互い接続させてカノード端子で使用
するものである。
【００２３】以下、本発明による図３の一実施例の動作
を詳細に説明する。図３の構成回路で入力高周波信号Ｖ
inに対する出力信号Ｖ0 の利得は下記のように求められ
る。先ず、トランジスタ３１，３２のベース電流を無視
すると各コレクタ端子電流は下記の式のようになる。
を詳細に説明する。図３の構成回路で入力高周波信号Ｖ
inに対する出力信号Ｖ0 の利得は下記のように求められ
る。先ず、トランジスタ３１，３２のベース電流を無視
すると各コレクタ端子電流は下記の式のようになる。
【００２４】 ｉC1＝Ｉ0 １＋ｉ×１ …（11） ｉC2＝Ｉ0 １−ｉ×1 …（12） 上記（１１，１２）式でｉC1，ｉC2は各々トランジスタ
３１，３２のコレクタ電流であり、Ｉ0 １は定電流であ
り、ｉ×１はトランジスタ３１，３２のエミッタ間に連
結された抵抗３３に流れる電流である。かつ、上記トラ
ンジスタ３１，３２のベース−エミッタ間にキルヒホッ
プ第２法則（ＫＶＬ）を適用すると入力信号電圧Ｖinは
下記式のようになる。
３１，３２のコレクタ電流であり、Ｉ0 １は定電流であ
り、ｉ×１はトランジスタ３１，３２のエミッタ間に連
結された抵抗３３に流れる電流である。かつ、上記トラ
ンジスタ３１，３２のベース−エミッタ間にキルヒホッ
プ第２法則（ＫＶＬ）を適用すると入力信号電圧Ｖinは
下記式のようになる。
【００２５】 Ｖin＝ＶBE1 −ＶBE2 ＋ｉ×１・Ｒx …（13） 上記（１３）式でＶBE1 ，ＶBE2 は各々上記トランジス
タ３１，３２のベース−エミッタ間電圧であり、Ｒx は
エミッタ間に接続された抵抗３３の抵抗値である。上記
（１３）式を、
タ３１，３２のベース−エミッタ間電圧であり、Ｒx は
エミッタ間に接続された抵抗３３の抵抗値である。上記
（１３）式を、
【００２６】
【数６】
【００２７】を利用して再び書くと下記の式のようにな
る。
る。
【００２８】
【数７】
【００２９】上記（１４）式でＶT は上述の（２）式と
同一であり、ＩS １，ＩS ２は各々トランジスタ３１，
３２の逆飽和電流として上述の（２）式と同じである。
ここで、万一トランジスタ３１，３２のベースドーピン
グ密度及びサイズが同じになると即ち、誤差がないとＩ
S １とＩS ２が同じになることで見ることができるので
上記（１４）式は下記のように再び表わされる。
同一であり、ＩS １，ＩS ２は各々トランジスタ３１，
３２の逆飽和電流として上述の（２）式と同じである。
ここで、万一トランジスタ３１，３２のベースドーピン
グ密度及びサイズが同じになると即ち、誤差がないとＩ
S １とＩS ２が同じになることで見ることができるので
上記（１４）式は下記のように再び表わされる。
【００３０】
【数８】
【００３１】上記（１５）式でＲx で両辺を分けて上記
（１１，１２）式を代入すると、
（１１，１２）式を代入すると、
【００３２】
【数９】
【００３３】になる。上記（１６）式で右辺の一番目項
が０になるとＶinとｉ×１は線形成が成立される。これ
を見るために、上記（１６）式で自然代数１ｎを含まれ
た項はｉ×１で微分すると下記式のようになる。
が０になるとＶinとｉ×１は線形成が成立される。これ
を見るために、上記（１６）式で自然代数１ｎを含まれ
た項はｉ×１で微分すると下記式のようになる。
【００３４】
【数１０】
【００３５】上記（１７）式でｒe は各トランジスタの
エミッタ側で見る上記トランジスタ３１，３２の動抵抗
である。この時、万一Ｒx ≫ｒe １＋ｒe ２であると、
即ち、Ｒx が上記トランジスタ３１，３２の両エミッタ
側で見る動抵抗よりずっと大きくなると上記（１７）式
は殆ど０になり式（１６）で線形関係が成立する。従っ
て、上記（１１），（１２）式は下記式のようになる。
エミッタ側で見る上記トランジスタ３１，３２の動抵抗
である。この時、万一Ｒx ≫ｒe １＋ｒe ２であると、
即ち、Ｒx が上記トランジスタ３１，３２の両エミッタ
側で見る動抵抗よりずっと大きくなると上記（１７）式
は殆ど０になり式（１６）で線形関係が成立する。従っ
て、上記（１１），（１２）式は下記式のようになる。
【００３６】
【数１１】
【００３７】この時、上記ｉC １とｉC ２の影響のため
にダイオード３４，３５の電圧降下は差異が生じるよう
になる。この差異がトランジスタ４３，４４のベース端
子に掛かる差異であるのでこれをキルヒホップの第２法
則（ＫＶＬ）を適用して求めると下記式の如くになる。 ΔＶ2 ＝ＶBE3 −ＶBE4 …（20） 上記（２０）式でＶBE3 ，ＶBE4 は各々ダイオード３
４，３５の電圧降下になるのでΔＶ2 はダイオード３
４，３５間の電圧降下差異として第２微少電圧がされ
る。上記（２０）式を再び書くと下記式のようになる。
にダイオード３４，３５の電圧降下は差異が生じるよう
になる。この差異がトランジスタ４３，４４のベース端
子に掛かる差異であるのでこれをキルヒホップの第２法
則（ＫＶＬ）を適用して求めると下記式の如くになる。 ΔＶ2 ＝ＶBE3 −ＶBE4 …（20） 上記（２０）式でＶBE3 ，ＶBE4 は各々ダイオード３
４，３５の電圧降下になるのでΔＶ2 はダイオード３
４，３５間の電圧降下差異として第２微少電圧がされ
る。上記（２０）式を再び書くと下記式のようになる。
【００３８】
【数１２】
【００３９】上記（２１）式でＩS ３，ＩS ４は各々ダ
イオード３４，３５の逆飽和電流として上述の（２）式
と同じ。上記（２１）式でダイオード３４，３５の誤差
でないとＩS ３＝ＩS ４されるので上記（２１）式は下
記式で再び書くことができる。
イオード３４，３５の逆飽和電流として上述の（２）式
と同じ。上記（２１）式でダイオード３４，３５の誤差
でないとＩS ３＝ＩS ４されるので上記（２１）式は下
記式で再び書くことができる。
【００４０】
【数１３】
【００４１】即ち、ダイオード３４，３５の電圧差は入
力信号Ｖinのtan ｈ-1関数になる。上記電圧差即ち第２
微少電圧ΔＶ2 はトランジスタ４１，４２によりバッフ
ァリングされた後、トランジスタ４３，４４のベース端
子にそのままかかるトランジスタ４４のコレクタ電流ｉ
C ３とトランジスタ４３のコレクタ電流ｉC ４を決めら
れる。だから上記第２微少電圧ΔＶ2 は下記式のように
なる。
力信号Ｖinのtan ｈ-1関数になる。上記電圧差即ち第２
微少電圧ΔＶ2 はトランジスタ４１，４２によりバッフ
ァリングされた後、トランジスタ４３，４４のベース端
子にそのままかかるトランジスタ４４のコレクタ電流ｉ
C ３とトランジスタ４３のコレクタ電流ｉC ４を決めら
れる。だから上記第２微少電圧ΔＶ2 は下記式のように
なる。
【００４２】
【数１４】
【００４３】上記（２５）式でＶBE５，ＶBE６は各々ト
ランジスタ４４，４３のベース−エミッタ間電圧であ
り、トランジスタ４３，４４間の誤差でないと第２微少
電圧ΔＶ 2 は下記式のようになる。
ランジスタ４４，４３のベース−エミッタ間電圧であ
り、トランジスタ４３，４４間の誤差でないと第２微少
電圧ΔＶ 2 は下記式のようになる。
【００４４】
【数１５】
【００４５】上記（２６）式は再び下記式で書くことが
できる。
できる。
【００４６】
【数１６】
【００４７】かつ、トランジスタ４４，４３の各コレク
タ電流ｉC ３，ｉC ４は下記式のような関係が整列され
る。 ｉC ３＋ｉC ４＝α・Ｆ・ＩEE …（28） 上記（２８）式でαＦは上述の（４）式のように殆ど１
であり、ＩEEは定電流である。だから上記（２８）式は
下記式で再び書くことができる。
タ電流ｉC ３，ｉC ４は下記式のような関係が整列され
る。 ｉC ３＋ｉC ４＝α・Ｆ・ＩEE …（28） 上記（２８）式でαＦは上述の（４）式のように殆ど１
であり、ＩEEは定電流である。だから上記（２８）式は
下記式で再び書くことができる。
【００４８】 ｉC ３＋ｉC ４＝ＩEE …（29) 上記（２７）式と上記（２９）式を再び整理すると、
【００４９】
【数１７】
【００５０】になる。だから上記（３０），（３１）式
で、
で、
【００５１】
【数１８】
【００５２】即ち、ΔＩC はΔＶ2 のtan ｈ関数で与え
られる。上記（３１）式に上記（２２）式を代入すると
コレクタ電流ｉC ４は下記式のようになる。
られる。上記（３１）式に上記（２２）式を代入すると
コレクタ電流ｉC ４は下記式のようになる。
【００５３】
【数１９】
【００５４】上記のごとき過程でトランジスタ２４のコ
レクタ電流ｉC ５を外部バイアス電圧ＶB に関して解す
ると下記式のようになる。
レクタ電流ｉC ５を外部バイアス電圧ＶB に関して解す
ると下記式のようになる。
【００５５】
【数２０】
【００５６】上記（３４）式にＩ0 １’はトランジスタ
１１，１２のエミッタ端子の定電流であり、Ｒx ’は抵
抗１３の抵抗値である。上記（３３）式と（３４）式で
ｉC ５をＶB とＶinの合で解すると下記式のようにな
る。
１１，１２のエミッタ端子の定電流であり、Ｒx ’は抵
抗１３の抵抗値である。上記（３３）式と（３４）式で
ｉC ５をＶB とＶinの合で解すると下記式のようにな
る。
【００５７】
【数２１】
【００５８】上記（３５）式から図３の構成回路の利得
ＡＶを求めると下記式のようになる。
ＡＶを求めると下記式のようになる。
【００５９】
【数２２】
【００６０】上記（３６）式でＶ0 は増幅出力電圧であ
り、ＲＬは抵抗５０の抵抗値である。かつ、上記（３
３）式でｉC ４が上述の図２での第２電流Ｉ2 になり、
上記（３５）式でＩC ５が図２での第１電流Ｉ１にな
る。従って、上記（３６）式のようにこの発明による図
３のように構成される増幅器の利得は手動素子である抵
抗と電流により決められる。
り、ＲＬは抵抗５０の抵抗値である。かつ、上記（３
３）式でｉC ４が上述の図２での第２電流Ｉ2 になり、
上記（３５）式でＩC ５が図２での第１電流Ｉ１にな
る。従って、上記（３６）式のようにこの発明による図
３のように構成される増幅器の利得は手動素子である抵
抗と電流により決められる。
【００６１】
【発明の効果】上述のように本発明による光帯域線形利
得調節増幅器は大きな入力電圧差と高い周波数入力に対
して歪曲なく所望する利得量を調節することができる利
点がある。
得調節増幅器は大きな入力電圧差と高い周波数入力に対
して歪曲なく所望する利得量を調節することができる利
点がある。
【図１】従来の回路図である。
【図２】本発明によるブロック図である。
【図３】本発明による図２の一実施例の具体回路図であ
る。
る。
１０，３０ 第１，第２微少電圧発生部 ２０，４０ 第１，第２電圧−電流変換部 ５０ 電流−電圧変換出力部
Claims (9)
- 【請求項１】 光帯域の高周波信号を増幅する増幅器に
おいて、利得を調整するための外部バイアス電圧の逆双
曲線タンジェント関数になる第微少電圧を発生する第１
微少電圧発生部１０と、上記第１微少電圧の入力により
上記第１微少電圧の双曲線タンジェント関数になり上記
外部バイアス電圧の変化に線形的に比例する第１電流を
発生する第１電圧−電流変換部２０と、入力信号電圧の
逆双曲線タンジェント関数になる第２微少電圧を発生す
る第２微少電圧発生部３０と、上記第２微少電圧の入力
により上記第２微少電圧の逆双曲線タンジェント関数に
なり上記入力信号電圧の変化に線形的で比例する第２電
流を発生して上記第１電流を調整する第２電圧−電流変
換部４０と、上記第１電流を線形的で対応する出力信号
電圧で変換する電流−電圧変換出力部５０とから構成さ
れる外部バイアス。 - 【請求項２】 第１微少電圧発生部１０は、各エミッタ
端子が各々定電流源Ｉ0 １’に接続されて差動増幅器で
対称構成され、ベース端子に第１基準電圧Ｖ ref １が加
えられた外部バイアス電圧と第２基準電圧Ｖref ２を各
々入力するトランジスタ１１，１２と、上記トランジス
タ１１，１２のエミッタ間に繋がれた抵抗１３と、上記
トランジスタ１１，１２各々のコレクタ端子にカノード
が接続され電源電圧ＶCCにアノードが共通接続されるダ
イオード１４，１５とから構成される請求項１記載の外
部バイアスを利用した光帯域線形利得調節増幅器。 - 【請求項３】 第１電圧−電流変換部２０は各エミッタ
端子が共通接続されて差動増幅器で対称構成され、各ベ
ース端子に上記トランジスタ１１，１２のコレクタ端子
出力電圧を各々入力するトランジスタ２３，２４とから
構成される請求項１記載の外部バイアスを利用した光帯
域線形利得調節増幅器。 - 【請求項４】 第１電圧−電流変換部２０は電源電圧Ｖ
CCと定電流源Ｉ0 ２間に各々接続されて各ベース端子に
上記トランジスタ１１，１２のコレクタ端子出力電圧を
入力バッファリングして上記トランジスタ２３，２４の
各ベース端子へ出力するトランジスタ２１，２２を、更
に備えた請求項１記載の外部バイアスを利用した光帯域
線形利得調節増幅器。 - 【請求項５】 第２微少電圧発生部３０は各エミッタ端
子が各々定電流源Ｉ 0 １に接続されて差動増幅器で対称
構成され、ベース端子に第３基準電圧Ｖref ３が加えら
れた入力信号電圧Ｖinと第４基準電圧Ｖref ４を各々入
力するトランジスタ３１，３２と、上記トランジスタ３
１，３２のエミッタ間に連結された抵抗３３と、上記ト
ランジスタ３１，３２各々のコレクタ端子にカソードが
接続され、アノードが共通接続されるダイオード３４，
３５とから構成される請求項１記載の外部バイアスを利
用した光帯域線形利得調節増幅器。 - 【請求項６】 第２微少電圧発生部３０は、ベース端子
に第５基準電圧Ｖre f ５を入力し上記電源電圧ＶCCを一
定調整して上記ダイオード３４，３５の共通アノード接
続点に印加するトランジスタ３６を更に備えた請求項１
記載の外部バイアスを利用した光帯域線形利得調整増幅
器。 - 【請求項７】 第２電圧−電流変換部４０は各エミッタ
端子が定電流源ＩEEに共通接続されて差動増幅器で対称
構成され、各ベース端子に上記トランジスタ３１，３２
のコレクタ端子出力電圧を入力し各コレクタ端子が電源
電流ＶCCと上記トランジスタ２３，２４のエミッタ接続
点に各々接続されるトランジスタ４３，４４とから構成
される請求項１記載の外部バイアスを利用した光帯域線
形利得調節増幅器。 - 【請求項８】 第２電圧−電流変換部４０は電源電圧Ｖ
CCが定電流源Ｉ0 ２に各々接続され、各ベース端子に上
記トランジスタ３１，３２のコレクタ端子出力電圧を入
力バッファリングして上記トランジスタ４３，４４の各
ベース端子へ出力するトランジスタ４１，４２を更に備
えられた請求項１記載の外部バイアスを利用した光帯域
線形利得調節増幅器。 - 【請求項９】 電流−電圧変換出力部５０は電源電圧Ｖ
CCと上記トランジスタ２４のコレクタ端子間に接続され
る抵抗とからなる請求項１記載の外部バイアスを利用し
た光帯域線形利得調節増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019910006146A KR930009702B1 (ko) | 1991-04-17 | 1991-04-17 | 외부 바이어스를 이용한 광대역 선형 이득 조절증폭기 |
| KR6146/1991 | 1991-04-17 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05102758A true JPH05102758A (ja) | 1993-04-23 |
Family
ID=19313371
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4085412A Pending JPH05102758A (ja) | 1991-04-17 | 1992-04-07 | 外部バイアスを利用した光帯域線形利得調節増幅器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5256984A (ja) |
| JP (1) | JPH05102758A (ja) |
| KR (1) | KR930009702B1 (ja) |
| DE (1) | DE4212666C2 (ja) |
| GB (1) | GB2255682B (ja) |
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| JP3724654B2 (ja) * | 1995-07-06 | 2005-12-07 | 株式会社日立製作所 | 半導体集積回路装置 |
| JP3125282B2 (ja) * | 1996-01-16 | 2001-01-15 | ローム株式会社 | オーディオ信号増幅回路およびこれを用いた携帯用音響機器 |
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- 1992-04-07 GB GB9207748A patent/GB2255682B/en not_active Expired - Fee Related
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| KR930009702B1 (ko) | 1993-10-08 |
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