JPH0514448B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電圧制御発振器に係り、特に電源電
圧の変動の発振周波数に対する影響を回避したも
のに関する。

第１図は従来の電圧制御発振器を示している。
この電圧制御発振器には電圧比較器１が設置さ
れ、この電圧比較器１の差動対を構成する一対の
トランジスタ２，４が設置され、このトランジス
タ２，４はエミツタを共通にして差動増幅器を構
成し、各エミツタと基準電位点GNDとの間には
定電流源としてのトランジスタ６が接続され、こ
のトランジスタ６のベースにはバイアス入力端子
８から一定のバイアス電圧が設定され、このバイ
アス電圧によつてトランジスタ２，４の動作電流
が規制されている。トランジスタ２のコレクタと
電源端子１０から電源電圧Vccが与えられる電源
ラインとの間にはベース・コレクタを共通にした
ダイオードとしてのトランジスタ１４が接続さ
れ、一方のトランジスタ４のコレクタは電源ライ
ンに直接接続されている。トランジスタ１４には
出力用トランジスタ１６のベースが共通に接続さ
れ、このトランジスタ１６のエミツタは電源ライ
ンに接続されるとともに、コレクタには出力端子
１８が成形されている。この出力端子１８には位
相同期ループでは分周器が接続され、位相比較器
の制御入力に基づく発振出力が分周器に与えられ
る。

また、トランジスタ２，４のベースは、それぞ
れトランジスタ２４，２６のエミツタに接続され
るとともに、トランジスタ２０，２２のコレクタ
に接続され、トランジスタ２０，２２のエミツタ
は共通に電源ラインに接続されるとともに、ベー
スには共通のバイアス入力端子２８から一定のバ
イアス電圧が設定される。各トランジスタ２４，
２６のコレクタは共に直接基準電位点に接続され
ている。

トランジスタ２４のベース側には、トランジス
タ２のベースに下限比較電圧V_L及び上限比較電
圧V_Hを設定する比較電圧設定回路３が設置され、
そのトランジスタ２４のベースと電源ラインとの
間には、トランジスタ３０がそのエミツタ側に抵
抗３２を介して接続されるとともに、トランジス
タ３４がそのエミツタ側に抵抗３６を介して接続
され、また、トランジスタ２４のベースと基準電
位点との間には抵抗３８が接続され、一定のバイ
アスが設定されるように成つている。また、トラ
ンジスタ３０のベースにはトランジスタ４０のコ
レクタが接続されるとともに、トランジスタ４２
のコレクタが接続され、トランジスタ４０のエミ
ツタは電源ラインに接続され、トランジスタ４２
のエミツタは基準電位点との間に抵抗４４を介し
て接続されている。トランジスタ４０のベースは
トランジスタ１４のベース・コレクタに共通に接
続され、トランジスタ１４，４０はトランジスタ
１６とともにカレントミラー回路を構成してい
る。トランジスタ４２のベースは抵抗４６を介し
て前記バイアス入力端子８から一定のバイアス入
力が与えられるように成つている。また、トラン
ジスタ３４のベースにはトランジスタ４８の第１
のコレクタc₁が接続され、このトランジスタ４８
の第２のコレクタc₂とベースは共通に接続され、
エミツタは電源ラインに接続されている。このト
ランジスタ４８は共通のベースに第１のコレクタ
c₁を形成するとともに、ベースと共通にされた第
２のコレクタc₂を形成してカレントミラー回路を
構成している。このトランジスタ４８のベース及
び第２のコレクタc₂と基準電位点との間にはトラ
ンジスタ５０が接続され、このトランジスタ５０
のベースには前記バイアス入力端子８から一定の
バイアス入力が与えられるように成つている。

また、トランジスタ２６のベースと電源ライン
との間にはトランジスタ５２がエミツタ側に抵抗
５４を介して接続され、また、トランジスタ２６
のベースと基準電位点との間には直列に接続され
た抵抗５６及び可変抵抗５８が接続されていると
ともに、コンデンサ６０が接続されている。トラ
ンジスタ５２のベースはトランジスタ３０と共通
にしてトランジスタ４０のコレクタに接続され、
駆動入力が与えられるように成つている。

このような構成によれば、トランジスタ２４の
ベースにはトランジスタ３０が導通状態のとき、
トランジスタ３０，３４及び抵抗３２，３６の並
列回路による抵抗値と、抵抗３８の抵抗値とによ
る電源電圧Vccの分圧により上限比較電圧V_Hが
設定され、トランジスタ３０が不導通状態にある
とき、トランジスタ３４及び抵抗３６の抵抗値
と、抵抗３８の抵抗値との電源電圧Vccの分圧に
より下限比較電圧V_Lが設定される。

今、トランジスタ２のベース電位がトランジス
タ４のそれより高いと仮定すると、トランジスタ
２は導通状態となり、トランジスタ１４に発生す
る順方向降下電圧V_Fによつてトランジスタ１６，
４０に一定の電流が流れ、トランジスタ３０，５
２にベース電流を与える。この結果、トランジス
タ５２は導通状態になり、トランジスタ５２及び
抵抗５４を介してコンデンサ６０に充電電流が流
れる。

コンデンサ６０の端子電圧が充電によつて一定
レベルV_Hに到達すると、この端子電圧はトラン
ジスタ２６のベース・エミツタを介してトランジ
スタ４のベースに与えられるため、トランジスタ
４は導通状態、トランジスタ２は不導通状態に移
行する。この結果、トランジスタ１４からのトラ
ンジスタ４０の駆動入力は解除されてトランジス
タ３０，５２は不導通状態になり、コンデンサ６
０の充電は停止され、放電状態に移行する。即
ち、コンデンサ６０の充電電圧は抵抗５６及び可
変抵抗５８を介して放電される。

コンデンサ６０の端子電圧が下限比較電圧V_L
に低下すると、トランジスタ４が不導通状態、ト
ランジスタ２が導通状態に移行し、トランジスタ
３０，５２が導通し、コンデンサ６０は充電状態
に移行し、トランジスタ２４のベースには上限比
較電圧V_Hが設定されることになる。

このようなコンデンサ６０の充放電と上限及び
下限比較電圧V_H、V_Lのスイツチングにより、発
振動作が行われ、その出力を出力端子１８から取
出すことができる。この場合、発振周波数の制御
は、バイアス入力端子８に与えるバイアス入力に
よつて制御され、また、出力波形の立上り、降下
の時間は可変抵抗５８の値を調整することによつ
て変更できる。

このように構成される電圧制御発振器では、コ
ンデンサ６０の発振動作において、その充放電の
スレツシヨルドレベルをトランジスタ６，４２の
定電流値で決定しているため、電源電圧Vccの変
動時、トランジスタ６，４２の設定比が各トラン
ジスタの出力コンダクタンスhoe等により変化
し、この変化が発振周波数に影響して変動させる
原因になる。

また、差動増幅器を構成する一対のトランジス
タ２，４の内、一方のトランジスタ２の側に電流
反転回路を構成するトランジスタ１４が挿入さ
れ、他方のトランジスタ４のコレクタは直接電源
ラインに接続されているため、駆動電源が低電圧
時、差動増幅利得が低下し、これが発振周波数の
変動原因に成つている。

そこで、この発明は、電源電圧による発振周波
数の変動防止とともに駆動電圧の低圧化を図つた
電圧制御発振器の提供を目的とする。

即ち、この発明の電圧制御発明器は、第１の抵
抗５４を通して充電されるとともに、第２の抵抗
（抵抗５６、可変抵抗５８）を介して放電される
コンデンサ６０と、エミツタを共通にした第１及
び第２のトランジスタ２，４からなる差動対が設
置され、この差動対に動作電流を流す第３のトラ
ンジスタ６が前記第１及び第２のトランジスタの
エミツタ側に直列に接続され、ベース入力をベー
ス・エミツタ間電圧でレベルシフトさせて前記第
１及び第２のトランジスタに加える第４及び第５
のトランジスタ２４，２６が設置され、前記差動
対の能動負荷として第６及び第７のトランジスタ
６２，６４からなる第１のカレントミラー回路が
前記第１及び第２のトランジスタのコレクタ側に
設置され、前記第１のトランジスタのベースに前
記第４のトランジスタのベース・エミツタ間電圧
でレベルシフトさせた上限比較電圧又は下限比較
電圧が加えられ、前記第２のトランジスタのベー
スに前記第５のトランジスタのベース・エミツタ
間電圧でレベルシフトさせた前記コンデンサの端
子電圧が加えられ、前記上限比較電圧又は前記下
限比較電圧と前記端子電圧とを比較して両者の大
小関係に応じた出力を発生する電圧比較器１と、
前記第３のトランジスタのベースと共通に発振周
波数を決定するバイアス電圧がベースに加えられ
て定電流を発生する第８のトランジスタ５０と、
この第８のトランジスタで発生させた定電流が第
２のカレントミラー回路（トランジスタ４８）を
通してベースに供給される第９のトランジスタ３
４に第３および第４の抵抗３６，３８を直列に接
続するとともに、前記第９のトランジスタ及び第
３の抵抗の直列回路に前記電圧比較器の前記差動
対の前記第２のトランジスタのコレクタ側からベ
ース電流が供給される第10のトランジスタ３０及
び第５の抵抗３２の直列回路を並列に接続して前
記第10のトランジスタの導通時に前記上限比較電
圧、その遮断時に前記下限比較電圧を設定する比
較電圧設定回路３と、前記電圧比較器の前記差動
対の前記第２のトランジスタのコレクタ側からベ
ース電流が供給されて導通する第11のトランジス
タ５２が設定され、この第11のトランジスタの導
通時、前記第１の抵抗を通して充電電流をコンデ
ンサに流す充電回路５とを備えたことを特徴とす
る。

以下、この発明を図面に示した実施例を参照し
て詳細に説明する。

第２図はこの発明の電圧制御発振器の実施例を
示し、第１図に示す電圧制御発振器と同一部分に
は同一符号を付してある。図において、電圧比較
器１における差動対を成す第１及び第２のトラン
ジスタ２，４のコレクタと電源ラインとの間には
第６及び第７のトランジスタ６２，６４がエミツ
タを電源ライン側にして接続され、トランジスタ
６２のベース・コレクタとトランジスタ６４のベ
ースが共通に接続され、トランジスタ６２，６４
はトランジスタ２，４から成る差動対に対する能
動負荷として第１のカレントミラー回路を構成し
ている。そして、トランジスタ２，４のエミツタ
側には、トランジスタ２，４からなる差動対に動
作電流を流す第３のトランジスタ６が設置されて
おり、このトランジスタ６のベースには入力端子
８を通して一定のバイアス電圧が加えられてい
る。

トランジスタ２のベースには、比較電圧設定回
路３を通じて上限比較電圧V_H又は下限比較電圧
V_Lが第４のトランジスタ２４を通してそのベー
ス・エミツタ間電圧でレベルシフトされて加えら
れ、また、トランジスタ４のベースには、コンデ
ンサ６０の充電電圧が同様に第５のトランジスタ
２６を通してそのベース・エミツタ間電圧でレベ
ルシフトされて加えられている。コンデンサ６０
には、第１の抵抗５４を介して充電電流が供給さ
れ、抵抗５６及び可変抵抗５８によつて放電回路
が形成されている。

上限比較電圧V_H又は下限比較電圧V_Lを設定す
る比較電圧設定回路３には、第２のカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタ４８が設置されて
いる。このトランジスタ４８からなるカレントミ
ラー回路には、トランジスタ６と共通のバイアス
電圧がベースに加えられて定電流を発生する第８
のトランジスタ５０が接続され、トランジスタ５
０で発生した定電流が供給される。そして、トラ
ンジスタ４８から電流がベースに加えられる第９
のトランジスタ３４が設置され、このトランジス
タ３４には、第３の抵抗３６及び第４の抵抗３８
が直列に接続され、これらトランジスタ３４及び
抵抗３６，３８によつて下限比較電圧V_Lが設定
される。トランジスタ３４及び抵抗３６の直列回
路には、トランジスタ６４のコレクタから電圧比
較器１の出力がベースに供給される第10のトラン
ジスタ３０及び抵抗３２から成る直列回路が並列
に接続され、トランジスタ３０の導通時、抵抗３
６，３２の並列化によつて上限比較電圧V_Hが設
定される。

そして、トランジスタ６４のコレクタから電圧
比較器１の出力がベースに供給される第11のトラ
ンジスタ５２が設置され、このトランジスタ５２
及び５４によりコンデンサ６０の充電回路５が構
成されており、第１図に示した従来回路における
スレツシヨルドレベルを設定するために設置され
たトランジスタ４０が省略されている。

また、トランジスタ１６のコレクタには出力端
子１８が形成されるとともに、トランジスタ１６
のコレクタと基準電位点との間にはトランジスタ
６６及び抵抗６８が接続され、トランジスタ６６
のベースには抵抗７０を介してバイアス入力端子
８からバイアス入力が与えられる。

次に、この電圧制御発振器の動作を説明する。

第３図は、この電圧制御発振器の動作波形を示
しており、Ａはコンデンサ６０の充放電電圧波
形、Ｂはトランジスタ４のコレクタ電流、Ｃはト
ランジスタ２のコレクタ電流、Ｄはトランジスタ
４のベース電圧、Ｅはトランジスタ２のベース電
圧、Ｆは出力端子１８の出力電流を表す。そし
て、Ａに示すコンデンサ６０の放電時の下限電圧
は下限基準電流V_Lと同等の値、Ｅに示すトラン
ジスタ２のベース電圧の下限電圧比は下限基準電
圧V_Lにトランジスタ２４のベース・エミツタ間
電圧V_BEを加えた値、また、トランジスタ４のベ
ース電圧の下限電圧値は下限基準電圧V_Lにトラ
ンジスタ２６のベース・エミツタ電圧V_BEを加え
た値となる。

ところで、トランジスタ４８とトランジスタ３
４はカレントミラー回路を構成しており、トラン
ジスタ３４のベースにはトランジスタ４８を通し
てバイアスが設定されていることから、常に導通
状態にある。トランジスタ３０が不導通状態のと
き、トランジスタ３４のみの導通で抵抗３６，３
８の接続点には下限基準電圧V_Lが設定される。
また、トランジスタ３０が導通状態にあるとき、
抵抗３６にはトランジスタ３０を介して抵抗３２
が並列化されて抵抗３６，３２側の抵抗値が低下
し、抵抗３６，３２と抵抗３８の接続点には上限
基準電圧V_Hが設定される。

そこで、トランジスタ３０が不導通状態のと
き、トランジスタ２４のベースには下限基準電圧
V_Lが設定され、この下限基準電圧V_Lはトランジ
スタ２４のベース・エミツタ間電圧V_BEだけレベ
ルシフトされてトランジスタ２のベースに加えら
れる。トランジスタ２のベース電圧がトランジス
タ４側のベース電圧より高くなると、トランジス
タ２が導通状態、トランジスタ４が不導通状態に
移行し、トランジスタ２側にコレクタ電流が流れ
る。このコレクタ電流は、トランジスタ６２，６
４からなるカレントミラー回路を通してトランジ
スタ６４側に流れる。このとき、トランジスタ４
は不導通状態にあるので、トランジスタ６４のコ
レクタ電流はトランジスタ３０，５２のベース電
流となる。この結果、トランジスタ３０，５２は
導通状態に移行する。トランジスタ３０が導通状
態に移行すると、トランジスタ２４のベースに
は、上限基準電圧V_Hが設定される。即ち、下限
基準電圧V_Lから上限基準電圧V_Hへ移行すると、
トランジスタ５２を通してコンデンサ６０は充電
状態に移行し、コンデンサ６０は上限基準電圧
V_Hに向かつて充電が開始される。

コンデンサ６０の充電が進み、その充電電圧は
トランジスタ２６のベース・エミツタ間電圧V_BE
だけレベルシフトされてトランジスタ４のベース
に加えられる。そして、コンデンサ６０の充電電
圧が上限基準電圧V_Hを超えると、トランジスタ
４が導通状態、トランジスタ２が不導通状態に移
行し、トランジスタ６４のコレクタ電流はトラン
ジスタ４側に引き込まれ、瞬時にトランジスタ３
０，５２は導通状態から不導通状態に移行する。
このとき、コンデンサ６０の充電電圧抵抗５６及
び可変抵抗５８を放電回路として放電されること
になる。この放電により、コンデンサ６０の充電
電圧が下限基準電圧V_Lより低下すると、トラン
ジスタ２が導通し、再びトランジスタ３０，５２
が導通し、トランジスタ２４のベースは上限基準
電圧V_Hに移行するとともに、コンデンサ６０は
この上限基準電圧V_Hに向かつて充電される。

このように差動対を成すトランジスタ２，４の
スイツチング動作に伴う上限基準電圧V_H及び下
限基準電圧V_Lの切換えとコンデンサ６０の充放
電により、トランジスタ１６を通して出力端子１
８には、発振出力としての第３図のＦに示す出力
電流が得られるのである。

そして、この電圧制御発振器では、トランジス
タ２，４からなる差動対に能動負荷としてトラン
ジスタ６２，６４からのカレントミラー回路を設
置したこと、トランジスタ３０，５２に対するベ
ース電流をトランジスタ６４のコレクタ電流によ
つて駆動するようにしたこと、トランジスタ１６
の電流経路に対してトランジスタ６６及び抵抗６
８を設置したことから、第１図に示した従来の電
圧制御発振器に対し、次のような利点がある。

第１に、電源電圧による発振周波数の変動が少
なくなつたことである。その理由を第１図の従来
の電圧制御発振器と比較して述べると、コンデン
サ６０の充電については変わることはないが、放
電について、トランジスタ３０，５２のベース電
圧が速やかに低電位に移行し、コンデンサ６０の
充電が遮断されるか否かに関係している。第１図
に示す電圧制御発振器では、トランジスタ３０，
５２のベース電流の制御がトランジスタ４２の極
僅かな定電流（例えば1μA程度）に依存している
が、この電流値が電源電圧の変動でトランジスタ
４２に流れ定電流が変化すると、コンデンサ６０
の放電時定数に影響を与えることになる。即ち、
発振周波数に影響を与えることになる。これに対
し、この電圧制御発振器では、トランジスタ３
０，５２のベース電流は、差動増幅器側のトラン
ジスタ２，４のコレクタ電流によつて直接制御し
ているため、電源電圧が変動してトランジスタ６
に流れる定電流が変化しても、トランジスタ３
０，５２のベース電流を制御するための電流の変
動値は小さい。したがつて、この電圧制御発振器
では、放電時定数に対する電源電圧の影響は少な
い。従来の電圧制御発振器に比較すると、電源電
圧に対して発振周波数が安定化することになる。

第２に、トランジスタ２，４及びトランジスタ
６２，６４を含む差動増幅器の増幅ゲインが従来
回路の２倍となつたことである。従来の電圧制御
発振器では、差動増幅器の増幅利得はトランジス
タ２，４からなる差動対に依存しているが、この
電圧制御発振器ではトランジスタ２，４のコレク
タ側にトランジスタ６２，６４からなるカレント
ミラー回路が設置されている。このカレントミラ
ー回路の等価内部インピーダンスは高く、この差
動増幅器の増幅利得は従来のそれに比較して２倍
となる。

第３に、低電圧で安定動作が可能になつたこと
である。第１図に示す従来の電圧制御発振器で
は、減電特性がトランジスタ４２によつて決定さ
れている。トランジスタ５２のベース電圧を低下
させて不導通状態に移行させるための電流がトラ
ンジスタ４２の機能に依存しているため、トラン
ジスタ４２に引き込む電流が減電時に変動する
と、コンデンサ６０の充電電圧が下限基準電圧
V_Lに移行する時間が長くなり、発振周波数に影
響を与えてしまう。これに対し、この電圧制御発
振器では、トランジスタ５２の導通、不導通を決
定するベース電圧は、差動対のトランジスタ４の
コレクタ側電位によつて決定していることから、
トランジスタ６側の定電流は電流電圧の影響を受
けないことは、前述した通りであり、トランジス
タ５２のベース電圧の切換えは電源電圧が従来回
路に比較して低くても十分に行える。これは、
50mV〜100mV_DC程度の電源電圧の定圧化につな
がるのである。

以上説明したように、この発明によれば、電源
電圧が変動した場合、その変動を吸収できるの
で、電源電圧の変動の影響を受けることなく発振
動作が行われ、電源電圧による発振周波数の変動
を防止できるとともに、駆動電圧の低圧化を図る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電圧制御発振器を示す回路図、
第２図はこの発明の電圧制御発振器の実施例を示
す回路図、第３図は第２図に示した電圧制御発振
器の動作を示す図である。 １……電圧比較器、２……第１のトランジス
タ、３……比較電圧設定回路、４……第２のトラ
ンジスタ、５……充電回路、６……第３のトラン
ジスタ、２４……第４のトランジスタ、２６……
第５のトランジスタ、３０……第10のトランジス
タ、３２……第５の抵抗、３４……第９のトラン
ジスタ、３６……第３の抵抗、３８……第４の抵
抗、４８……トランジスタ（第２のカレントミラ
ー回路）、５０……第８のトランジスタ、５２…
…第11のトランジスタ、５４……第１の抵抗、５
６……抵抗（第２の抵抗）、５８……可変抵抗
（第２の抵抗）、６０……コンデンサ、６２……第
６のトランジスタ、６４……第７のトランジス
タ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１の抵抗を通して充電されるとともに、第
   ２の抵抗を介して放電されるコンデンサと、 エミツタを共通にした第１及び第２のトランジ
   スタからなる差動対が設置され、この差動対に動
   作電流を流す第３のトランジスタが前記第１及び
   第２のトランジスタのエミツタ側に直列に接続さ
   れ、ベース入力をベース・エミツタ間電圧でレベ
   ルシフトさせて前記第１及び第２のトランジスタ
   に加える第４及び第５のトランジスタが設置さ
   れ、前記差動対の能動負荷として第６及び第７の
   トランジスタからなる第１のカレントミラー回路
   が前記第１及び第２のトランジスタのコレクタ側
   に設置され、前記第１のトランジスタのベースに
   前記第４のトランジスタのベース・エミツタ間電
   圧でレベルシフトさせた上限比較電圧又は下限比
   較電圧が加えられ、前記第２のトランジスタのベ
   ースに前記第５のトランジスタのベース・エミツ
   タ間電圧でレベルシフトさせた前記コンデンサの
   端子電圧が加えられ、前記上限比較電圧又は前記
   下限比較電圧と前記端子電圧とを比較して両者の
   大小関係に応じた出力を発生する電圧比較器と、 前記第３のトランジスタのベースと共通に発振
   周波数を決定するバイヤス電圧がベースに加えら
   れて定電流を発生する第８のトランジスタと、 この第８のトランジスタで発生させた定電流が
   第２のカレントミラー回路を通してベースに供給
   される第９のトランジスタに第３及び第４の抵抗
   を直列に接続するとともに、前記第９のトランジ
   スタ及び第３の抵抗の直列回路に前記電圧比較器
   の前記差動対の前記第２のトランジスタのコレク
   タ側からベース電流が供給される第10のトランジ
   スタ及び第５の抵抗の直列回路を並列に接続して
   前記第10のトランジスタの導通時に前記上限比較
   電圧、その遮断時に前記下限比較電圧を設定する
   比較電圧設定回路と、 前記電圧比較器の前記差動対の前記第２のトラ
   ンジスタのコレクタ側からベース電流が供給され
   て導通する第11のトランジスタが設置され、この
   第11のトランジスタの導通時、前記第１の抵抗を
   通して充電電流をコンデンサに流す充電回路と を備えたことを特徴とする電圧制御発振器。