JPH0418255Y2 - - Google Patents
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- JPH0418255Y2 JPH0418255Y2 JP1986196435U JP19643586U JPH0418255Y2 JP H0418255 Y2 JPH0418255 Y2 JP H0418255Y2 JP 1986196435 U JP1986196435 U JP 1986196435U JP 19643586 U JP19643586 U JP 19643586U JP H0418255 Y2 JPH0418255 Y2 JP H0418255Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- voltage
- charging
- current
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本考案は、発振回路の改良に関するもので、特
に電源電圧が変動しても発振周波数が変化しない
様に工夫された発振回路に関する。 (ロ) 従来の技術 PLL回路のVCO（電圧制御発振回路）に用いら
れるIC（集積回路）化された発振回路は、周囲温
度の変化に対して発振周波数が安定なこと、及び
電源電圧の変動に対して発振周波数が安定なこと
が特性上要求される。昭和58年５月10日付で発行
された単行本「PLL活用ガイド」第61頁には、
その様な発振回路が記載されているが、前記発振
回路は電源電圧の変動に対して安定な発振周波数
を得る為、電源電圧を定電圧回路により定電化し
て使用している。 第２図は、その様な発振回路を示すもので、差
動接続された第１及び第２トランジスタ１及び２
と、該第１トランジスタ１のベースに接続された
充放電コンデンサ３と、前記第２トランジスタ２
のベースに第１基準電圧V1を印加する第１及び
第２抵抗４及び５と、前記第２トランジスタ２の
コレクタ電流に応じて前記コンデンサ３の充電を
行なうとともに、前記第２トランジスタ２のベー
スに印加される電圧を第２基準電圧V2（＞V1）に
切換える第３トランジスタ６とを備えている。第
２図の発振回路の場合、コンデンサ３が完全放電
しているとき、第２トランジスタ２が第１基準電
圧V1に応じてオンし、第３トランジスタ６によ
り、前記コンデンサ３の充電が行なわれるととも
に、前記第２トランジスタ２のベース電圧が第２
基準電圧V2に切換えられる。コンデンサ３の充
電が進み、その端子電圧がV2に達すると、第１
トランジスタ１がオン、第２トランジスタ２がオ
フとなり、それに応じて第３トランジスタ６もオ
フとなるので、第２トランジスタ２のベース電圧
が第１基準電圧V1に変化するとともに、コンデ
ンサ３の放電が開始される。前記コンデンサ３の
放電が進み、その端子電圧がV1迄低下すると再
び第１トランジスタ１がオフ、第２及び第３トラ
ンジスタ２及び６がオンとなり、以降上述の動作
を繰り返すので、発振出力信号が得られる。 今、第１及び第２抵抗４及び５の値をR1及び
R2とし、第３抵抗７の値をR3とすれば、第１基
準電圧V1は、 V1＝R2／R1＋R2VB ……(1) ［ただし、VBは第１定電圧トランジスタ８の
エミツタ電圧］ となり、第２基準電圧V2は、 V2＝R2／R1R3＋R2VB ……(2) となる。しかして、定電圧VBは安定なものであ
り、発振出力信号の上限値は前記第２基準電圧
V2により、また下限値は前記第１基準電圧V1に
より決まるので、前記発振周波数が安定となる。 尚、第２図において、仮りに定電圧回路を用い
ずに、抵抗４の一端や第３トランジスタ６のコレ
クタを直流電源＋Vccに接続すると、第１及び第
２基準電圧V1及びV2が V1＝R2／R1＋R2Vcc ……(3) V2＝R2／R1R3＋R2Vcc ……(4) となり、上限電圧及び下限電圧がVccに応じて変
化してしまう。その為、充放電コンデンサ３の充
電時間が電源電圧に応じて変化し、発振周波数が
不安定となる。 従つて、第２図の発振回路の場合は、定電圧回
路が必須となり、第２図に示す如く、ツエナーダ
イオード９と第１及び第２定電圧トランジスタ８
及び１０を用いれば、電源電圧の定電圧化が計
れ、電源電圧に対して安定な発振回路を提供出来
る。 (ハ) 考案が解決しようとする問題点 しかしながら、第２図に示す如く、電源電圧の
変動に対して発振周波数を安定に保つ為に定電圧
回路を用いると、電源利用効率が悪化し好ましく
ない。特に、低電源電圧、例えば3Vの電池を電
源とするIC等においては、1.8V迄の減電圧補償
を行なわなければならないので、定電圧回路を発
振回路に付加することが出来ない。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本考案は、上述の点に鑑み成されたもので、差
動接続された一対のトランジスタの共通エミツタ
に接続される定電流源に流れる電流を、電源電圧
に応じて調整し、それによつて発振周波数が電源
電圧の変動に応じて変化するのを防止せんとする
ものである。 (ホ) 作用 本考案に依れば、電源電圧の変動に応じて発振
回路の基準電圧が変化し、発振周波数が変化した
とき、前記動作電流を前記電源電圧に応じて制御
出来るので、格別の定電圧回路を用いること無く
発振周波数の安定化を計ることが出来る。 (ヘ) 実施例 第１図は、本考案の一実施例を示す回路図で、
１１及び１２は差動接続された第１及び第２トラ
ンジスタ、１３は該第１及び第２トランジスタ１
１及び１２の共通エミツタに接続された定電流ト
ランジスタ、１４は前記第１トランジスタ１１の
ベースに接続された充放電コンデンサ、１５は第
３トランジスタ１６と第１、第２、第３抵抗１
７，１８，１９との直列回路から成り、第２及び
第３抵抗１８及び１９の接続点に得られる基準電
圧が第２トランジスタ１２のベースに印加される
基準電圧発生回路、２０は第２トランジスタ１２
のコレクタ電流に応じて前記基準電圧発生回路１
５を制御する第１制御トランジスタ、２１は第２
トランジスタ１２のコレクタ電流に応じて、充放
電コンデンサ１４を定電流充電する充電トランジ
スタ、２２は第１トランジスタ１１のコレクタ電
流に応じて、第１制御トランジスタ２０及び充電
トランジスタ２１を制御する第２制御トランジス
タ、及び２３は定電流トランジスタ１３のコレク
タ電流を、電源電圧＋Vccに応じて調整する調整
回路である。 まず、発振動作について説明する。充放電コン
デンサ１４が完全放電状態にあるとき、基準電圧
発生回路１５からの第１基準電圧V1に応じて、
第１トランジスタ１１がオフ、第２トランジスタ
１２がオンになり、充電トランジスタ２１及び第
１制御トランジスタ２０もオンになる。その為、
前記充電トランジスタ２１により充放電コンデン
サ１４の定電流充電が行なわれるとともに、第１
制御トランジスタ２０により基準電圧が第２基準
電圧V2（＞V1）に切換えられる。充放電コンデン
サ１４の充電が進み、第１トランジスタ１１のベ
ース電圧が第２基準電圧V2に達すると、該第１
トランジスタ１１がオン、第２トランジスタ１２
がオフになり、第２制御トランジスタ２２がオン
になつて、充電トランジスタ２１及び第１制御ト
ランジスタ２０を強制的にオフにする。第１制御
トランジスタ２０がオフになると、基準電圧は再
び第１基準電圧V1となり、充電トランジスタ２
１のオフに応じて充放電コンデンサ１４の放電が
開始される。放電が進み、第１トランジスタ１１
のベース電圧がV1迄低下すると、再び第１トラ
ンジスタ１１がオフ、第２トランジスタ１２がオ
ンとなり、以下上述の動作を繰り返すので、充放
電コンデンサ１４の一端に発振出力信号が得られ
る。その場合、発振出力信号の最大電圧はV2と
なり、最低電圧はV1となる。 基準電圧発生回路１５から発生する第１基準電
圧V1は、 V1＝（Vcc−Vsat） R3／R1＋R2＋R3 ……(5) ［ただし、Vsatは第３トランジスタ１６のエミ
ツタ・コレクタ間飽和電圧R1，R2，R3は第１乃
至第３抵抗１７乃至１９の抵抗値］ となり、第２基準電圧V2は、第１制御トランジ
スタ２０により第３トランジスタ１６及び第１抵
抗１７が短絡されるから、 V2＝（Vcc−Vsat） R3／R2＋R3 ……(6) ［ただし、Vsatは第１制御トランジスタ２０の
エミツタ・コレクタ間飽和電圧］ となる。一方、充放電コンデンサ１４は充電トラ
ンジスタ２１により定電流充電され、定電流トラ
ンジスタ１３のコレクタ電流をI0とすれば、前記
コンデンサ１４の充電電流はnI0（Ｎは定数）とな
る。従つて。充放電コンデンサ１４の充電時間t1
は、 t1＝Ｃ（V2−V1）／nI0 ＝Ｃ（Vcc−Vsat）／nI0 ・R1R3／（R1＋R2＋R3）（R2＋R3） ……(7) （ただし、Ｃは充放電コンデンサ１４の容量） となる。また、充放電コンデンサ１４の放電時間
t2は、放電抵抗２４の値をR0、充放電コンデンサ
１４の端子電圧をVcとすれば、放電電流i0がi0＝
Vc／R0となること、及び放電の初期電圧がV2、放電 の終期電圧がV1になることを利用して、 t2＝CR0logV2／V1 ＝CR0logR1＋R2＋R3／R2＋R3 ……(8) となる。従つて、発振出力信号の１サイクルの時
間tsは、 ts＝t1＋t2 ……(9) となる。第(7)及び(8)式から明らかな如く、充電時
間t1は電源電圧に依存し、放電時間t2は電源電圧
に全く関係しない。 ところで、第(7)式に示される如く、充電時間t1
は、電源電圧Vccに関係するとともに、定電流ト
ランジスタ１３のコレクタ電流にも関係する。従
つて、前記コレクタ電流を電源電圧に応じて変化
させれば、充電時間t1を電源電圧と無関係にする
ことが出来る。第１図の調整回路２３は、その目
的の為に配置されている。前記調整回路２３は、
差動接続された第４及び第５トランジスタ２５及
び２６と、該第４及び第５トランジスタ２５及び
２６のコレクタ間に挿入された第１電流ミラー回
路２７と、第５トランジスタ２６のコレクタ・ベ
ース間帰還路を形成する第６トランジスタ２８
と、該第６トランジスタ２８のコレクタ電流を反
転する第２電流ミラー回路２９とによつて構成さ
れている。第４トランジスタ２５のベース電圧
V3は、 V3＝R5／R4＋R5Vcc ……(10) ［ただし、R4，R5は第４及び第５抵抗３０及
び３１の抵抗値］ となり、第５トランジスタ２６のベース電圧も
V3となる。その為、第６抵抗３２に流れる電流I1
は、 I0＝R5／（R4＋R5）R6Vcc ……（11） （ただし、R6は第６抵抗３２の抵抗値） となり、前記電流I1が第２電流ミラー回路２９か
らダイオード３３に供給される。前記ダイオード
３３は定電流トランジスタ１３と電流ミラー関係
に接続されているので、前記定電流トランジスタ
１３のコレクタ電流I0は、前記電流I1と等しくな
る。従つて、第(7)式は、 t1＝Ｃ／ｎ・（１−Vsat／Vcc）R1R3R6（R
4＋R5）／R5（R2＋R3）（R1＋R2＋R3） ≒Ｃ／ｎ・R1R3R6（R4＋R5）／R5（R2＋
R3）（R1＋R2＋R3）……（12） （ただし、Vsat≪Vcc） となり、充放電コンデンサ１４の充電時間t1が電
源電圧と無関係になり、電源電圧が変動しても安
定な発振周波数を得ることが出来る。 (ト) 考案の効果 以上述べた如く、本考案に依れば、定電圧回路
を用いること無く、電源電圧の変動に対して安定
な発振周波数を有する発振回路を提供出来る。従
つて、本考案に係る発振回路は、定電圧回路を使
用することが出来ない低電圧電源を使用するIC
内に配置して特に好適である。
に電源電圧が変動しても発振周波数が変化しない
様に工夫された発振回路に関する。 (ロ) 従来の技術 PLL回路のVCO（電圧制御発振回路）に用いら
れるIC（集積回路）化された発振回路は、周囲温
度の変化に対して発振周波数が安定なこと、及び
電源電圧の変動に対して発振周波数が安定なこと
が特性上要求される。昭和58年５月10日付で発行
された単行本「PLL活用ガイド」第61頁には、
その様な発振回路が記載されているが、前記発振
回路は電源電圧の変動に対して安定な発振周波数
を得る為、電源電圧を定電圧回路により定電化し
て使用している。 第２図は、その様な発振回路を示すもので、差
動接続された第１及び第２トランジスタ１及び２
と、該第１トランジスタ１のベースに接続された
充放電コンデンサ３と、前記第２トランジスタ２
のベースに第１基準電圧V1を印加する第１及び
第２抵抗４及び５と、前記第２トランジスタ２の
コレクタ電流に応じて前記コンデンサ３の充電を
行なうとともに、前記第２トランジスタ２のベー
スに印加される電圧を第２基準電圧V2（＞V1）に
切換える第３トランジスタ６とを備えている。第
２図の発振回路の場合、コンデンサ３が完全放電
しているとき、第２トランジスタ２が第１基準電
圧V1に応じてオンし、第３トランジスタ６によ
り、前記コンデンサ３の充電が行なわれるととも
に、前記第２トランジスタ２のベース電圧が第２
基準電圧V2に切換えられる。コンデンサ３の充
電が進み、その端子電圧がV2に達すると、第１
トランジスタ１がオン、第２トランジスタ２がオ
フとなり、それに応じて第３トランジスタ６もオ
フとなるので、第２トランジスタ２のベース電圧
が第１基準電圧V1に変化するとともに、コンデ
ンサ３の放電が開始される。前記コンデンサ３の
放電が進み、その端子電圧がV1迄低下すると再
び第１トランジスタ１がオフ、第２及び第３トラ
ンジスタ２及び６がオンとなり、以降上述の動作
を繰り返すので、発振出力信号が得られる。 今、第１及び第２抵抗４及び５の値をR1及び
R2とし、第３抵抗７の値をR3とすれば、第１基
準電圧V1は、 V1＝R2／R1＋R2VB ……(1) ［ただし、VBは第１定電圧トランジスタ８の
エミツタ電圧］ となり、第２基準電圧V2は、 V2＝R2／R1R3＋R2VB ……(2) となる。しかして、定電圧VBは安定なものであ
り、発振出力信号の上限値は前記第２基準電圧
V2により、また下限値は前記第１基準電圧V1に
より決まるので、前記発振周波数が安定となる。 尚、第２図において、仮りに定電圧回路を用い
ずに、抵抗４の一端や第３トランジスタ６のコレ
クタを直流電源＋Vccに接続すると、第１及び第
２基準電圧V1及びV2が V1＝R2／R1＋R2Vcc ……(3) V2＝R2／R1R3＋R2Vcc ……(4) となり、上限電圧及び下限電圧がVccに応じて変
化してしまう。その為、充放電コンデンサ３の充
電時間が電源電圧に応じて変化し、発振周波数が
不安定となる。 従つて、第２図の発振回路の場合は、定電圧回
路が必須となり、第２図に示す如く、ツエナーダ
イオード９と第１及び第２定電圧トランジスタ８
及び１０を用いれば、電源電圧の定電圧化が計
れ、電源電圧に対して安定な発振回路を提供出来
る。 (ハ) 考案が解決しようとする問題点 しかしながら、第２図に示す如く、電源電圧の
変動に対して発振周波数を安定に保つ為に定電圧
回路を用いると、電源利用効率が悪化し好ましく
ない。特に、低電源電圧、例えば3Vの電池を電
源とするIC等においては、1.8V迄の減電圧補償
を行なわなければならないので、定電圧回路を発
振回路に付加することが出来ない。 (ニ) 問題点を解決するための手段 本考案は、上述の点に鑑み成されたもので、差
動接続された一対のトランジスタの共通エミツタ
に接続される定電流源に流れる電流を、電源電圧
に応じて調整し、それによつて発振周波数が電源
電圧の変動に応じて変化するのを防止せんとする
ものである。 (ホ) 作用 本考案に依れば、電源電圧の変動に応じて発振
回路の基準電圧が変化し、発振周波数が変化した
とき、前記動作電流を前記電源電圧に応じて制御
出来るので、格別の定電圧回路を用いること無く
発振周波数の安定化を計ることが出来る。 (ヘ) 実施例 第１図は、本考案の一実施例を示す回路図で、
１１及び１２は差動接続された第１及び第２トラ
ンジスタ、１３は該第１及び第２トランジスタ１
１及び１２の共通エミツタに接続された定電流ト
ランジスタ、１４は前記第１トランジスタ１１の
ベースに接続された充放電コンデンサ、１５は第
３トランジスタ１６と第１、第２、第３抵抗１
７，１８，１９との直列回路から成り、第２及び
第３抵抗１８及び１９の接続点に得られる基準電
圧が第２トランジスタ１２のベースに印加される
基準電圧発生回路、２０は第２トランジスタ１２
のコレクタ電流に応じて前記基準電圧発生回路１
５を制御する第１制御トランジスタ、２１は第２
トランジスタ１２のコレクタ電流に応じて、充放
電コンデンサ１４を定電流充電する充電トランジ
スタ、２２は第１トランジスタ１１のコレクタ電
流に応じて、第１制御トランジスタ２０及び充電
トランジスタ２１を制御する第２制御トランジス
タ、及び２３は定電流トランジスタ１３のコレク
タ電流を、電源電圧＋Vccに応じて調整する調整
回路である。 まず、発振動作について説明する。充放電コン
デンサ１４が完全放電状態にあるとき、基準電圧
発生回路１５からの第１基準電圧V1に応じて、
第１トランジスタ１１がオフ、第２トランジスタ
１２がオンになり、充電トランジスタ２１及び第
１制御トランジスタ２０もオンになる。その為、
前記充電トランジスタ２１により充放電コンデン
サ１４の定電流充電が行なわれるとともに、第１
制御トランジスタ２０により基準電圧が第２基準
電圧V2（＞V1）に切換えられる。充放電コンデン
サ１４の充電が進み、第１トランジスタ１１のベ
ース電圧が第２基準電圧V2に達すると、該第１
トランジスタ１１がオン、第２トランジスタ１２
がオフになり、第２制御トランジスタ２２がオン
になつて、充電トランジスタ２１及び第１制御ト
ランジスタ２０を強制的にオフにする。第１制御
トランジスタ２０がオフになると、基準電圧は再
び第１基準電圧V1となり、充電トランジスタ２
１のオフに応じて充放電コンデンサ１４の放電が
開始される。放電が進み、第１トランジスタ１１
のベース電圧がV1迄低下すると、再び第１トラ
ンジスタ１１がオフ、第２トランジスタ１２がオ
ンとなり、以下上述の動作を繰り返すので、充放
電コンデンサ１４の一端に発振出力信号が得られ
る。その場合、発振出力信号の最大電圧はV2と
なり、最低電圧はV1となる。 基準電圧発生回路１５から発生する第１基準電
圧V1は、 V1＝（Vcc−Vsat） R3／R1＋R2＋R3 ……(5) ［ただし、Vsatは第３トランジスタ１６のエミ
ツタ・コレクタ間飽和電圧R1，R2，R3は第１乃
至第３抵抗１７乃至１９の抵抗値］ となり、第２基準電圧V2は、第１制御トランジ
スタ２０により第３トランジスタ１６及び第１抵
抗１７が短絡されるから、 V2＝（Vcc−Vsat） R3／R2＋R3 ……(6) ［ただし、Vsatは第１制御トランジスタ２０の
エミツタ・コレクタ間飽和電圧］ となる。一方、充放電コンデンサ１４は充電トラ
ンジスタ２１により定電流充電され、定電流トラ
ンジスタ１３のコレクタ電流をI0とすれば、前記
コンデンサ１４の充電電流はnI0（Ｎは定数）とな
る。従つて。充放電コンデンサ１４の充電時間t1
は、 t1＝Ｃ（V2−V1）／nI0 ＝Ｃ（Vcc−Vsat）／nI0 ・R1R3／（R1＋R2＋R3）（R2＋R3） ……(7) （ただし、Ｃは充放電コンデンサ１４の容量） となる。また、充放電コンデンサ１４の放電時間
t2は、放電抵抗２４の値をR0、充放電コンデンサ
１４の端子電圧をVcとすれば、放電電流i0がi0＝
Vc／R0となること、及び放電の初期電圧がV2、放電 の終期電圧がV1になることを利用して、 t2＝CR0logV2／V1 ＝CR0logR1＋R2＋R3／R2＋R3 ……(8) となる。従つて、発振出力信号の１サイクルの時
間tsは、 ts＝t1＋t2 ……(9) となる。第(7)及び(8)式から明らかな如く、充電時
間t1は電源電圧に依存し、放電時間t2は電源電圧
に全く関係しない。 ところで、第(7)式に示される如く、充電時間t1
は、電源電圧Vccに関係するとともに、定電流ト
ランジスタ１３のコレクタ電流にも関係する。従
つて、前記コレクタ電流を電源電圧に応じて変化
させれば、充電時間t1を電源電圧と無関係にする
ことが出来る。第１図の調整回路２３は、その目
的の為に配置されている。前記調整回路２３は、
差動接続された第４及び第５トランジスタ２５及
び２６と、該第４及び第５トランジスタ２５及び
２６のコレクタ間に挿入された第１電流ミラー回
路２７と、第５トランジスタ２６のコレクタ・ベ
ース間帰還路を形成する第６トランジスタ２８
と、該第６トランジスタ２８のコレクタ電流を反
転する第２電流ミラー回路２９とによつて構成さ
れている。第４トランジスタ２５のベース電圧
V3は、 V3＝R5／R4＋R5Vcc ……(10) ［ただし、R4，R5は第４及び第５抵抗３０及
び３１の抵抗値］ となり、第５トランジスタ２６のベース電圧も
V3となる。その為、第６抵抗３２に流れる電流I1
は、 I0＝R5／（R4＋R5）R6Vcc ……（11） （ただし、R6は第６抵抗３２の抵抗値） となり、前記電流I1が第２電流ミラー回路２９か
らダイオード３３に供給される。前記ダイオード
３３は定電流トランジスタ１３と電流ミラー関係
に接続されているので、前記定電流トランジスタ
１３のコレクタ電流I0は、前記電流I1と等しくな
る。従つて、第(7)式は、 t1＝Ｃ／ｎ・（１−Vsat／Vcc）R1R3R6（R
4＋R5）／R5（R2＋R3）（R1＋R2＋R3） ≒Ｃ／ｎ・R1R3R6（R4＋R5）／R5（R2＋
R3）（R1＋R2＋R3）……（12） （ただし、Vsat≪Vcc） となり、充放電コンデンサ１４の充電時間t1が電
源電圧と無関係になり、電源電圧が変動しても安
定な発振周波数を得ることが出来る。 (ト) 考案の効果 以上述べた如く、本考案に依れば、定電圧回路
を用いること無く、電源電圧の変動に対して安定
な発振周波数を有する発振回路を提供出来る。従
つて、本考案に係る発振回路は、定電圧回路を使
用することが出来ない低電圧電源を使用するIC
内に配置して特に好適である。
第１図は、本考案の一実施例を示す回路図、及
び第２図は従来の発振回路を示す回路図である。 １１……第１トランジスタ、１２……第２トラ
ンジスタ、１３……定電流トランジスタ、１４…
…充放電コンデンサ、１５……基準電圧発生回
路、２３……調整回路。
び第２図は従来の発振回路を示す回路図である。 １１……第１トランジスタ、１２……第２トラ
ンジスタ、１３……定電流トランジスタ、１４…
…充放電コンデンサ、１５……基準電圧発生回
路、２３……調整回路。
Claims (1)
- 差動接続された一対のトランジスタと、該一対
のトランジスタの共通エミツタに接続された定電
流源と、前記一対のトランジスタの一方のベース
に接続されたコンデンサと、前記一対のトランジ
スタの他方のコレクタ電流に応じて前記コンデン
サを定電流充電するトランジスタと、前記コレク
タ電流に応じて前記一対のトランジスタの他方の
ベースに印加される基準電圧を変更するトランジ
スタとを備える発振回路において、電源電圧に応
じた値の出力電流を発生する調整回路と、該調整
回路の出力電流を前記定電流源に印加して該定電
流源の出力電流を変化させる手段とを備え、電源
電圧変動による発振周波数の変化を、コンデンサ
の充電電流を変化させることにより防止したこと
を特徴とする発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986196435U JPH0418255Y2 (ja) | 1986-12-19 | 1986-12-19 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986196435U JPH0418255Y2 (ja) | 1986-12-19 | 1986-12-19 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63102310U JPS63102310U (ja) | 1988-07-04 |
| JPH0418255Y2 true JPH0418255Y2 (ja) | 1992-04-23 |
Family
ID=31155252
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1986196435U Expired JPH0418255Y2 (ja) | 1986-12-19 | 1986-12-19 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0418255Y2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54161256A (en) * | 1978-05-25 | 1979-12-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Horizontal oscillation circuit |
-
1986
- 1986-12-19 JP JP1986196435U patent/JPH0418255Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63102310U (ja) | 1988-07-04 |
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