JPH0517794B2 - - Google Patents
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- JPH0517794B2 JPH0517794B2 JP60176624A JP17662485A JPH0517794B2 JP H0517794 B2 JPH0517794 B2 JP H0517794B2 JP 60176624 A JP60176624 A JP 60176624A JP 17662485 A JP17662485 A JP 17662485A JP H0517794 B2 JPH0517794 B2 JP H0517794B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/22—Controlling the speed digitally using a reference oscillator, a speed proportional pulse rate feedback and a digital comparator
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、例えば縮率機能を有する複写機の光
源駆動用等に用いるモータの速度制御装置に関す
るものである。
源駆動用等に用いるモータの速度制御装置に関す
るものである。
従来の技術
複写機において、光源駆動とドラム駆動の個別
駆動では、精密な速度制御を要求されるため、両
者ともPLL制御をかけるのが一般的である。一
方、縮率機能を持たせる場合には、ドラムを一定
速にし、光源を可変速として構成している。
駆動では、精密な速度制御を要求されるため、両
者ともPLL制御をかけるのが一般的である。一
方、縮率機能を持たせる場合には、ドラムを一定
速にし、光源を可変速として構成している。
以下図面を参照しながら、従来例について説明
する。
する。
第４図に複写機に用いた従来のモータの速度制
御装置の一例を示す。第４図において、波形整形
回路２はモータ１４に連結された周波数発電機
（以下FGという）１５の出力を波形整形する。波
形整形回路２の出力は周波数−電圧変換器を構成
する第５の単安定マルチバイブレータ（以下第５
図のMMという）２１をトリガする。PLLの基
準周波数を出力する基準発振器１と波形整形回路
２の出力は位相比較器（以下PDという）１１に
入力される。また、基準発振器１は周波数−電圧
変換器を構成する第６の単安定マルチバイブレー
タ（以下第６のMMという）２２をトリガする。
御装置の一例を示す。第４図において、波形整形
回路２はモータ１４に連結された周波数発電機
（以下FGという）１５の出力を波形整形する。波
形整形回路２の出力は周波数−電圧変換器を構成
する第５の単安定マルチバイブレータ（以下第５
図のMMという）２１をトリガする。PLLの基
準周波数を出力する基準発振器１と波形整形回路
２の出力は位相比較器（以下PDという）１１に
入力される。また、基準発振器１は周波数−電圧
変換器を構成する第６の単安定マルチバイブレー
タ（以下第６のMMという）２２をトリガする。
MMは汎用ICとして広く使用されており、外
部の抵抗とコンデンサの充電時間により一定のパ
ルス幅を出力する。外部の充電電源にはIC電源
電圧が使用されている。
部の抵抗とコンデンサの充電時間により一定のパ
ルス幅を出力する。外部の充電電源にはIC電源
電圧が使用されている。
第５のMM２１と第６のMM２２及び位相比較
器１１の出力は各々適当なゲインで加算平滑回路
１２で加算平滑される。加算平滑回路１２の出力
は駆動回路１３に入力され、その出力はモータ１
４を駆動する。第６のMM２２は基準発振器１の
広い周波数範囲に対して十分なPLL制御がかけ
られるように自動バイアスを印加する役目をして
いる。すなわち第６のMM２２により拡大から縮
小までの変速比を２倍以上にわたり、必要な
PLL制御のロツクトルクが得られるようにして
いる。
器１１の出力は各々適当なゲインで加算平滑回路
１２で加算平滑される。加算平滑回路１２の出力
は駆動回路１３に入力され、その出力はモータ１
４を駆動する。第６のMM２２は基準発振器１の
広い周波数範囲に対して十分なPLL制御がかけ
られるように自動バイアスを印加する役目をして
いる。すなわち第６のMM２２により拡大から縮
小までの変速比を２倍以上にわたり、必要な
PLL制御のロツクトルクが得られるようにして
いる。
コピー時、縮率をセツトすればコピー中、第６
のMM２２は変化しないからその出力を十分平滑
できる。しかし、第５のMM２１は速度を検出し
ているため、平滑による遅れはできるだけ小さく
する必要がある。
のMM２２は変化しないからその出力を十分平滑
できる。しかし、第５のMM２１は速度を検出し
ているため、平滑による遅れはできるだけ小さく
する必要がある。
第５図は第6MM２２の出力波形とその平滑後
の波形を示す加算平滑回路１２の出力波形であ
る。ａは基準発振器１の周波数がｆ（周期Ｔ）の
場合の第６のMM２２の出力で、ｂはその平滑波
形であり、ｃは周波数がｆ／２（周期2T）の場合
の第６のMM２２の出力、ｄはその平滑波形を示
している。第５図のように、２倍以上の変速比を
もたす場合には低速になればなるほど、第６の
MM２２の平滑出力のリツプルが大きくなる。
の波形を示す加算平滑回路１２の出力波形であ
る。ａは基準発振器１の周波数がｆ（周期Ｔ）の
場合の第６のMM２２の出力で、ｂはその平滑波
形であり、ｃは周波数がｆ／２（周期2T）の場合
の第６のMM２２の出力、ｄはその平滑波形を示
している。第５図のように、２倍以上の変速比を
もたす場合には低速になればなるほど、第６の
MM２２の平滑出力のリツプルが大きくなる。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら上記のような構成では、低速での
平滑は十分行なうことができず、ダイナミツクレ
ンジが狭くなるという問題を有していた。
平滑は十分行なうことができず、ダイナミツクレ
ンジが狭くなるという問題を有していた。
さらに複写機においてはコピー時（光源のスキ
ヤン時）のみならず、非コピー時（光源が元の位
置に戻るリスキヤン時）にもPLL制御が要求さ
れている。これは停止精度を上げるためリスキヤ
ン時にも一定速で戻すことが好ましいことによ
る。従つて、変速範囲も従来の２倍程度から大幅
に広がりつつある（４〜５倍）。このように、ま
すます低速域でのリツプルが問題になる。
ヤン時）のみならず、非コピー時（光源が元の位
置に戻るリスキヤン時）にもPLL制御が要求さ
れている。これは停止精度を上げるためリスキヤ
ン時にも一定速で戻すことが好ましいことによ
る。従つて、変速範囲も従来の２倍程度から大幅
に広がりつつある（４〜５倍）。このように、ま
すます低速域でのリツプルが問題になる。
本発明は上記問題点に鑑み、速度検出のMMに
よるリツプルをほぼ０にして、平滑コンデンサに
よる遅れを小さくし応答性を上げるとともに、ダ
イナミツクレンジを広げられるため変速範囲をよ
り広くとれるモータの速度制御装置を提供しよう
とするものである。
よるリツプルをほぼ０にして、平滑コンデンサに
よる遅れを小さくし応答性を上げるとともに、ダ
イナミツクレンジを広げられるため変速範囲をよ
り広くとれるモータの速度制御装置を提供しよう
とするものである。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために本発明のモータの
速度制御装置は第１及び第２のMMの出力で各々
の出力幅が基準発振器の周期のほぼ50％になるよ
うに出力電流を制御され、かつ第１のMM及び第
２のMM自身の充電電流源とする定電流回路を構
成したそして、この定電流回路の出力を同様に第
３及び第４のMMの充電電源とすれば、第３及び
第４のMMは第１及び第２のMMと対称に構成す
ることができるため出力幅が各々ほぼ50％にでき
る。
速度制御装置は第１及び第２のMMの出力で各々
の出力幅が基準発振器の周期のほぼ50％になるよ
うに出力電流を制御され、かつ第１のMM及び第
２のMM自身の充電電流源とする定電流回路を構
成したそして、この定電流回路の出力を同様に第
３及び第４のMMの充電電源とすれば、第３及び
第４のMMは第１及び第２のMMと対称に構成す
ることができるため出力幅が各々ほぼ50％にでき
る。
作 用
本発明は上記した構成によつて、基準発振器の
周波数の変化に対応して速度指令信号及び速度偏
差信号のリツプルをほぼ０とすることができるた
め、平滑用コンデンサの値を小さくすることがで
きる。この結果、応答性を上げることができ、ま
たダイナミツクレンジを広げられるため変速範囲
をより広くとることができる。
周波数の変化に対応して速度指令信号及び速度偏
差信号のリツプルをほぼ０とすることができるた
め、平滑用コンデンサの値を小さくすることがで
きる。この結果、応答性を上げることができ、ま
たダイナミツクレンジを広げられるため変速範囲
をより広くとることができる。
実施例
以下本発明の一実施例のモータの速度制御装置
について、図面を参照しながら説明する。第１図
に本実施例の速度制御装置のブロツク図を示す。
第１図において１は基準発振器、２は波形整形回
路、３は第１のMM、４は第２のMM、５は第３
のMM、６は第４のMM、７は定電流回路、８は
速度偏差検出器、９は第１の電流−電圧変換器、
１０は第２の電流−電圧変換器、１１は位相比較
器、（以下PCという）、１２は加算平滑回路、１
３は駆動回路、１４はモータ、１５は周波数発電
機（以下FGという）である。
について、図面を参照しながら説明する。第１図
に本実施例の速度制御装置のブロツク図を示す。
第１図において１は基準発振器、２は波形整形回
路、３は第１のMM、４は第２のMM、５は第３
のMM、６は第４のMM、７は定電流回路、８は
速度偏差検出器、９は第１の電流−電圧変換器、
１０は第２の電流−電圧変換器、１１は位相比較
器、（以下PCという）、１２は加算平滑回路、１
３は駆動回路、１４はモータ、１５は周波数発電
機（以下FGという）である。
第２図は第１図における本発明の主要となる部
分の詳細図であり、第１のMM３と第２のMM４
と第３のMM５と第４のMM６と定電流回路７と
速度偏差検出器８を示す。第２図において、１６
は第１の論理処理回路、１７は第２の論理処理回
路、１８は第１のスイツチ、１９は第２のスイツ
チ、２０は定電流源、Ａは基準発振器信号、Ｂは
波形整形回路出力信号、Ｃは速度指令信号、Ｄは
速度偏差信号、VCCは電源、CMはMM充電用コン
デンサ、CIは定電流源積分用コンデンサ、Ｒは定
電流用抵抗である。
分の詳細図であり、第１のMM３と第２のMM４
と第３のMM５と第４のMM６と定電流回路７と
速度偏差検出器８を示す。第２図において、１６
は第１の論理処理回路、１７は第２の論理処理回
路、１８は第１のスイツチ、１９は第２のスイツ
チ、２０は定電流源、Ａは基準発振器信号、Ｂは
波形整形回路出力信号、Ｃは速度指令信号、Ｄは
速度偏差信号、VCCは電源、CMはMM充電用コン
デンサ、CIは定電流源積分用コンデンサ、Ｒは定
電流用抵抗である。
第３図は第２図の動作波形を示しており、ａは
基準発振器の信号、ｂは第１のMM３の充電電
圧、ｃは第１のMM３の出力電圧、ｄは第２の
MM４の充電電圧、ｅは第２のMM５の出力電
圧、ｆは第１の理論処理回路の出力電圧である。
基準発振器の信号、ｂは第１のMM３の充電電
圧、ｃは第１のMM３の出力電圧、ｄは第２の
MM４の充電電圧、ｅは第２のMM５の出力電
圧、ｆは第１の理論処理回路の出力電圧である。
以下、第１図、第２図及び第３図を用いてその
動作を説明する。
動作を説明する。
電源投入時に定電流源は微小電流を流し得るも
のとする。基準発振器１より出力信号が出力され
ると第１のMM３がトリガされ、第１のMM３に
充電電流が流れる。MMのパルス幅丁はMMの充
電電流をＩとするとＴはＬ1/Iであるから、初期
状態では充電電流は非常に小さいため出力パスル
幅は大きい。第２のMM４は第１のMM３でトリ
ガされ、第１のMM３と同様のパルス幅が得られ
る。第１の論理処理回路１６は、第１のMM３又
は第２のMM４のいずれか一方がＨレベルで他方
がＬレベルを出力するとハイインピーダンス状態
を示すよう第１のスイツチ１８を“Ｍ”に接続
し、第１のMM３及び第２のMM４の出力が共に
Ｈレベルであれば第１の論理処理回路１６は第１
のスイツチ１８を“Ｈ”に接続し、第１のMM３
及び第２のMM４の出力が共にＬレベルであれは
第１の論理処理回路１６は第１のスイツチ１８を
“Ｈ”に接続する。
のとする。基準発振器１より出力信号が出力され
ると第１のMM３がトリガされ、第１のMM３に
充電電流が流れる。MMのパルス幅丁はMMの充
電電流をＩとするとＴはＬ1/Iであるから、初期
状態では充電電流は非常に小さいため出力パスル
幅は大きい。第２のMM４は第１のMM３でトリ
ガされ、第１のMM３と同様のパルス幅が得られ
る。第１の論理処理回路１６は、第１のMM３又
は第２のMM４のいずれか一方がＨレベルで他方
がＬレベルを出力するとハイインピーダンス状態
を示すよう第１のスイツチ１８を“Ｍ”に接続
し、第１のMM３及び第２のMM４の出力が共に
Ｈレベルであれば第１の論理処理回路１６は第１
のスイツチ１８を“Ｈ”に接続し、第１のMM３
及び第２のMM４の出力が共にＬレベルであれは
第１の論理処理回路１６は第１のスイツチ１８を
“Ｈ”に接続する。
初期状態では、第１のMM３と第２のMM４の
出力が共にＨレベルの期間が生じ、第１のスイツ
チ１８は第１の論理処理回路１６により“Ｈ”に
接続される。その結果、定電流源積分用コンデン
サCIに充電電流が流れ、その両端の電位VCが上
昇する。
出力が共にＨレベルの期間が生じ、第１のスイツ
チ１８は第１の論理処理回路１６により“Ｈ”に
接続される。その結果、定電流源積分用コンデン
サCIに充電電流が流れ、その両端の電位VCが上
昇する。
定電流回路の出力電流ＩはＩ＝VC／Ｒで与えられ
るから出力電流は増加する。その出力電流を第１
のMM３と第２のMM４の充電電流とするため、
出力パルス幅は小さくなる。
のMM３と第２のMM４の充電電流とするため、
出力パルス幅は小さくなる。
定電流回路の出力電流Ｉは、第３図のように自
身が流し込むMMの出力で第１のスイツチ１８を
３値に制御して最終、第１のMM３ので力及び第
２のMM４の出力が基準発振器の周波数の1/2の
周期に等しくなるまで増加し続け等しくなつた時
点で安定する。
身が流し込むMMの出力で第１のスイツチ１８を
３値に制御して最終、第１のMM３ので力及び第
２のMM４の出力が基準発振器の周波数の1/2の
周期に等しくなるまで増加し続け等しくなつた時
点で安定する。
このように定電流回路の出力電流は、第１の
MM３及び第２のMM４の出力パルス幅を常に基
準発振器１の周期の1/2になるように制御される
ため基準発振器１の周波数が変化してもその周波
数に比例したものが得られる。従つて、異なる基
準発振器１の周波数においても常に1/2の周期の
パルスが得られる。
MM３及び第２のMM４の出力パルス幅を常に基
準発振器１の周期の1/2になるように制御される
ため基準発振器１の周波数が変化してもその周波
数に比例したものが得られる。従つて、異なる基
準発振器１の周波数においても常に1/2の周期の
パルスが得られる。
第３図のMM５は、FG１５の出力を波形整形
回路２にて波形整形された出力でトリガされ、第
４のMM６は第３図のMM５の出力でトリガされ
る。第３のMM５及び第４のMM６は第１のMM
３及び第２のMM４と対称に構成し、その充電電
流を前記定電流回路から流し込み、第１のMM３
及び第２のMM４と同様の出力を得る様にし、第
２の論理処理回路１７は第１の論理処理回路１６
と同様の処理を行う。このように構成することに
より基準発振器１の周期とFG１５の周期が等し
い時には、第２のスイツチ１９は“Ｍ”に接続さ
れ、基準発振器１の周期よりFG１５の周期が短
くなると、第２のスイツチ１９は“Ｌ”に接続さ
れ、逆に長くなると第２のスイツチ１９は“Ｈ”
に接続される。このようにPLLがロツク状態に
ある時には、第３のMM５及び第４のMM６のデ
ユーテイーは50％であるから速度偏差は０とな
る。FG１５の速度が周期速度以上になると速度
偏差はＨレベルとして処理され、同期速度以下に
なると速度偏差はＬレベルとして処理される。速
度偏差ほ基準周波数に比例した定電流源２０から
得られるので、速度偏差も基準周波数に比例す
る。ため設定回転速度が変化しても、速度フイー
ドバツク系のゲインは常に一定である。その結
果、制御の安定性が向上する。
回路２にて波形整形された出力でトリガされ、第
４のMM６は第３図のMM５の出力でトリガされ
る。第３のMM５及び第４のMM６は第１のMM
３及び第２のMM４と対称に構成し、その充電電
流を前記定電流回路から流し込み、第１のMM３
及び第２のMM４と同様の出力を得る様にし、第
２の論理処理回路１７は第１の論理処理回路１６
と同様の処理を行う。このように構成することに
より基準発振器１の周期とFG１５の周期が等し
い時には、第２のスイツチ１９は“Ｍ”に接続さ
れ、基準発振器１の周期よりFG１５の周期が短
くなると、第２のスイツチ１９は“Ｌ”に接続さ
れ、逆に長くなると第２のスイツチ１９は“Ｈ”
に接続される。このようにPLLがロツク状態に
ある時には、第３のMM５及び第４のMM６のデ
ユーテイーは50％であるから速度偏差は０とな
る。FG１５の速度が周期速度以上になると速度
偏差はＨレベルとして処理され、同期速度以下に
なると速度偏差はＬレベルとして処理される。速
度偏差ほ基準周波数に比例した定電流源２０から
得られるので、速度偏差も基準周波数に比例す
る。ため設定回転速度が変化しても、速度フイー
ドバツク系のゲインは常に一定である。その結
果、制御の安定性が向上する。
基準発振器１と波形整形回路２の出力はPC１
１に入力され、前記定電流回路の出力電流は第１
の電流−電圧変換器９に入力され、前記速度偏差
信号は第２の電流−電圧変換器１０に入力され
る。PC１１の出力と第１の電流−電圧変換器９
の出力と第２の電流−電圧変換器１０の出力を
各々適当なゲインで加算平滑回路１２にて加算平
滑される。加算平滑回路１２の出力は駆動回路１
３に入力され、その出力によつてモータを駆動す
る。
１に入力され、前記定電流回路の出力電流は第１
の電流−電圧変換器９に入力され、前記速度偏差
信号は第２の電流−電圧変換器１０に入力され
る。PC１１の出力と第１の電流−電圧変換器９
の出力と第２の電流−電圧変換器１０の出力を
各々適当なゲインで加算平滑回路１２にて加算平
滑される。加算平滑回路１２の出力は駆動回路１
３に入力され、その出力によつてモータを駆動す
る。
以上のように、本実施例によれば、速度フイー
ドバツク系のリツプルをほぼ０にすることがで
き、平滑用コンデサの値を小さくするとともに、
速度フイードバツク系のゲインを設定回路速度と
無関係に一定にでき、その結果、応答性を上げる
とともに、安定性も上げることができ、ダイナミ
ツクレンジを広げられ変速範囲をより広くとれ
る。
ドバツク系のリツプルをほぼ０にすることがで
き、平滑用コンデサの値を小さくするとともに、
速度フイードバツク系のゲインを設定回路速度と
無関係に一定にでき、その結果、応答性を上げる
とともに、安定性も上げることができ、ダイナミ
ツクレンジを広げられ変速範囲をより広くとれ
る。
さらに、本実施例第２図は１チツプIC化する
ことによつて、第１、第２、第３、及び第４の
MMの特性のバラツキが温度特性変化を小さく抑
えることができ、容易に具現化できる。
ことによつて、第１、第２、第３、及び第４の
MMの特性のバラツキが温度特性変化を小さく抑
えることができ、容易に具現化できる。
発明の効果
以上のように、本発明によれば、PLL制御の
変速範囲を従来に比べ大幅に広げることができる
とともにサーボ特性を向上させ、さらに低速域で
の騒音も大幅に低減できる等の効果がある。
変速範囲を従来に比べ大幅に広げることができる
とともにサーボ特性を向上させ、さらに低速域で
の騒音も大幅に低減できる等の効果がある。
第１図は本発明の一実施例におけるモータの速
度制御装置のブロツク図、第２図は第１図におけ
る本発明の主要部の詳細図、第３図は第２図の各
部の動作波形図、第４図は従来のモータの速度制
御装置１例を示すブロツク図、第５図は第４図の
各部の動作波形図である。 １……基準発振器、２……波形整形回路、３…
…第１の単安定マルチバイブレータ（第１の
MM）、４……第２の単安定マルチバイブレータ
（第２のMM）、５……第３の単安定マルチバイブ
レータ（第３のMM）６……第４の単安定マルチ
バイブレータ（第４のMM）、７……定電流回路、
８……速度偏差検出器、９……第１の電流−電圧
変換器、１０……第２の電流−電圧変換器、１１
……位相比較器、１２……加算平滑回路、１３…
…駆動回路、１４……モータ、１５……周波数発
電機。
度制御装置のブロツク図、第２図は第１図におけ
る本発明の主要部の詳細図、第３図は第２図の各
部の動作波形図、第４図は従来のモータの速度制
御装置１例を示すブロツク図、第５図は第４図の
各部の動作波形図である。 １……基準発振器、２……波形整形回路、３…
…第１の単安定マルチバイブレータ（第１の
MM）、４……第２の単安定マルチバイブレータ
（第２のMM）、５……第３の単安定マルチバイブ
レータ（第３のMM）６……第４の単安定マルチ
バイブレータ（第４のMM）、７……定電流回路、
８……速度偏差検出器、９……第１の電流−電圧
変換器、１０……第２の電流−電圧変換器、１１
……位相比較器、１２……加算平滑回路、１３…
…駆動回路、１４……モータ、１５……周波数発
電機。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 基準発振器の出力でトリガされる第１の単安
定マルチバイブレータと、この第１の単安定マル
チバイブレータの出力でトリガされる第２の単安
定マルチバイブレータと、第１の単安定マルチバ
イブレータの出力と第２の単安定マルチバイブレ
ータの出力で制御される定電流回路と、この定電
流回路の出力電流を電圧に変換する第１の電流−
電圧変換器と、モータに連結された周波数発電機
と、この周波数発電機の出力を整形する波形整形
回路と、この波形整形回路の出力でトリガされる
第３の単安定マルチバイブレータと、この第３の
単安定マルチバイブレータでトリガされる第４の
単安定マルチバイブレータと、第３の単安定マル
チバイブレータと第４の単安定マルチバイブレー
タの出力とで速度偏差を得るよう論理処理する速
度偏差検出器と、その速度偏差検出器の出力によ
つて定電流回路の出力電流を制御し、その電流を
電圧に変換する第２の電流−電圧変換器と、前記
波形整形回路の出力と前記基準発振器の出力とを
比較し位相差を出力する位相比較器と、前記第１
の電流−電圧変換器の出力と前記第２の電流−電
圧変換器の出力と前記位相比較器の出力を加算増
幅し平滑する加算平滑回路と、前記加算平滑回路
の出力をモータの印加電圧に変換する駆動回路を
備え、前記定電流源回路の出力を第１の単安定マ
ルチバイブレータと第２の単安定マルチバイブレ
ータと第３の単安定マルチバイブレータと第４の
マルチバイブレータの充電電流として印加するモ
ータの速度制御装置。 ２ 第１の単安定マルチバイブレータ及び第２の
単安定マルチバイブレータは、基準発振器の周期
のほぼ50％の出力幅が得られる単安定マルチバイ
ブレータで構成され、第３の単安定マルチバイブ
レータ及び第４の単安定マルチバイブレータは、
第１の単安定マルチバイブレータ及び第２の単安
定マルチバイブレータと同等の出力特性が得られ
るように対称形にて構成される特許請求の範囲第
１項記載のモータの速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60176624A JPS6237079A (ja) | 1985-08-09 | 1985-08-09 | モ−タの速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60176624A JPS6237079A (ja) | 1985-08-09 | 1985-08-09 | モ−タの速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6237079A JPS6237079A (ja) | 1987-02-18 |
| JPH0517794B2 true JPH0517794B2 (ja) | 1993-03-10 |
Family
ID=16016830
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60176624A Granted JPS6237079A (ja) | 1985-08-09 | 1985-08-09 | モ−タの速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6237079A (ja) |
-
1985
- 1985-08-09 JP JP60176624A patent/JPS6237079A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6237079A (ja) | 1987-02-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |