JPS6237079A - モ−タの速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えば縮率機能を有する複写機の光源駆動用
等に用いるモータの速度制御装置に関するものである。

従来の技術 複写機において、光源駆動とドラム駆動の個別駆動では
、精密な速度制御を要求されるため、両者ともＰＬＬ制
御をかけるのが一般的である。一方、縮率機能を持たせ
る場合には、トラムを一定速にし、光源を可変速として
構成している。

以下図面を参照しながら、従来例について説明する。

第４図に複写機に用いた従来のモ°−夕の速度制御装置
の一例を示す。第４図において、波形整形回路２はモー
タ１４に連結された周波数発電機（以下ＦＧという）１
５の出力を波形整形する。

波形整形回路２の出力は周波数−電圧変換器を構成する
第５の単安定マルチバイブレータ（以下第５図のＭＭと
いう）２１をトリガする。ＰＬＬの基準周波数を出力す
る基準発振器１と波形整形回路２の出力は位相比較器（
以下ＰＤという）１１に入力される。また、基準発振器
１は周波数−電圧変換器を構成する第６の単安定マルチ
バイブレータ（以下第６のＭＭという）２２をトリガす
る。

ＭＭは汎用ＩＣとして広く使用されており、外部の抵抗
とコンデンサの充電時間により一定のパルス幅を出力す
る。外部の充電電源にはＩＣ電源電圧が使用されている
。

第５のＭＭ２１と第６のＭＭ２２及び位相比較器１１の
出力は各々適当なゲインで加算平滑回路１２で加算平滑
される。加算平滑回路１２の出力は駆動回路１３に入力
され、その出力はモータ１４を駆動する。第６のＭＭ２
２は基準発振器１の広い周波数範囲に対して十分なＰＬ
Ｌ制御がかけられるように自動バイアスを印加する役目
をしている。すなわち第６のＭＭ２２により拡大から縮
小までの変速比を２倍以上にわたり、必要なＰＬＬ制御
のロックトルクが得られるようにしている。

コピ一時、縮率をセットすればコピー中、第６のＭＭ２
２は変化しないからその出力を十分平滑できる。しかし
、第５のＭＭ２１は速度を検出しているため、平滑によ
る遅れはできるだけ小さくする必要がある。

第５図は第６ＭＭ２２の出力波形とその平滑後の波形を
示す加算平滑回路１２の出力波形である。

ａは基準発振器１の周波数がｆ（周期Ｔ）の場合の第６
のＭＭ２２の出力で、ｂはその平滑波形であり、Ｃは周
波数がｆ／２（周期２Ｔ）の場合の第６のＭＭ２２の出
力、ｄはその平滑波形を示している。第５図のように、
２倍以上の変速比をもたす場合には低速になればなるほ
ど、第６のＭＭ２２の平滑出力のリップルが太き（なる
。

発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような構成では、低速での平滑は十
分行なうことができず、低速で騒音が太き（なるのと同
時に、ダイナミックレンジが狭（なるという問題を有し
ていた。

さらに複写機においてはコピ一時（光源のスキャン時）
のみならず、非コピ一時（光源が元の位置に戻るリスキ
ャン時）にもＰＬＬ制御が要求されている。これは停止
精度を上げるためリスキャン時にも一定速で戻すことが
好ましいことによる。

従って、変速範囲も従来の２倍程度から大幅に広がりつ
つある（４〜５倍）。このように、ますます低速域での
リップルが問題になる。

本発明は上記問題点に鑑み、速度検出のＭＭによるリッ
プルをほぼＯにして、平滑コンデンサによる遅れを小さ
くし応答性を上げるとともに、ダイナミックレンジを広
げられるため変速範囲をより広（とれ、また、リップル
による騒音を消去できるモータの速度制御装置を提供し
ようとするものである。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明のモータの速度制御
装置は第１及び第２のＭＭの出力で各々の出力幅が基準
発振器の周期のほぼ５０％になるように出力電流を制御
され、かつ第１のＭＭ及び第２のＭＭ自身の充電電流源
とする定電流回路を構成した。そして、この定電流回路
の出力を同様に第３及び第４のＭＭの充電電源とすれば
、第３及び第４のＭＭは第１及び第２のＭＭと対称に構
成することができるため出力幅が各々はぼ５０％にでき
る。

作用 本発明は上記した構成によって、基準発振器の周波数の
変化に対応して速度指令信号及び速度偏差信号のリップ
ルをほぼＯとすることができるため、平滑用コンデンサ
の値を小さくすることができる。この結果、応答性を上
げることができ、またダイナミックレンジを広げられる
ため変速範囲をより広（とることができる。

実施例 以下本発明の一実施例のモータの速度制御装置について
、図面を参照しながら説明する。第１図に本実施例の速
度制御装置のブロック図を示す。

第１図において１は基準発振器、２は波形整形回路、３
は第１のＭＭ、４は第２のＭＭ、５は第３のＭＭ、６は
第４のＭＭ、７は定電流回路、８は速度偏差検出器、９
は第１の電流−電圧変換器、１０は第２の電流−電圧変
換器、１１は位相比較器、（以下ＰＣという）、１２は
加算平滑回路、１３は駆動回路、１４はモータ、１５は
周波数発電機（以下ＦＧという）である。

第２図は第１図における本発明の主要となる部分の詳細
図であり、第１のＭＭ３と第２のＭＭ４と第３のＭＭ５
と第４のＭＭ６と定電流回路７と速度偏差検出器８を示
す。第２図において、１６は第１の論理処理回路、１７
は第２の論理処理回路、１８は第１のスイッチ、１９は
第２のスイッチ、２０は定電流源、Ａは基準発振器信号
、Ｂは波形整形回路出力信号、Ｃは速度指令信号、Ｄは
速度偏差信号、ＶＣＣは電源、ＣＭはＭＭ充電用コンデ
ンサ、ＣＩは定電流源積分用コンデンサ、Ｒは定電流用
抵抗である。

第３図は第２図の動作波形を示しており、ａは基準発振
器の信号、ｂは第１のＭＭ３の充電電圧、Ｃは第１のＭ
Ｍ３の出力電圧、ｄは第２のＭＭ４の充電電圧、ｅは第
２のＭＭ５の出力電圧、ｆは第１の論理処理回路の出力
電圧である。

以下、第１図、第２図及び第３図を用いてその動作を説
明する。

電源投入時に定電流源は微少電流を流し得るものとする
。基準発振器１より出力信号が出力されると第１のＭＭ
３がトリガされ、第１のＭＭ３に充電電流が流れる。Ｍ
Ｍのパルス帽子はＭＭの充電電流を■とするとＴｏＬ−
であるから、初期状■ 態では充電電流は非常に小さいため出力パルス幅は大き
い。第２のＭＭ４は第１のＭＭ３でトリガされ、第１の
ＭＭ３と同様のパルス幅が得られる。

第１の論理処理回路１６は、第１のＭＭ３又は第２のＭ
Ｍ４のいずれか一方がＨレベルで他方がＬレベルを出力
するとハイインピーダンス状態を示すよう第１のスイッ
チ１８をＭ”に接続し、第１のＭＭ３及び第２のＭＭ４
の出力が共にＨレベルであれば第１の論理処理回路１６
は第１のスイッチ１８を”Ｈ″に接続し、第１のＭＭ３
及び第２のＭＭ４の出力が共にＬレベルであれば第１の
論理処理回路１６は第１のスイッチ１８を“Ｈ”に接続
する。

初期状態では、第１のＭＭ３と第２のＭＭ４の出力が共
にＨレベルの期間が生じ、第１のスイッチ１８は第１の
論理処理回路１６により”Ｈ“に接続される。その結果
、定電流源積分用コンデンサＣ１に充電電流が流れ、そ
の両端の電位ＶＣが上昇する。

Ｃ 定電流回路の出力電流■はＩ＝□で与えられるから出力
電流は増加する。その出力電流を第１のＭＭ３と第２の
ＭＭ４の充電電流とするため、出力パルス幅は小さくな
る。

定電流回路の出力電流■は、第３図のように自身が流し
込むＭＭの出力で第１のスイッチ１８を３値に制御して
最終、第１のＭＭ３ので力及び第２のＭＭ４の出力が基
準発振器の周波数の１／２の周期に等しくなるまで増加
し続は等しくなった時点で安定する。

このように定電流回路の出力電流は、第１のＭＭ３及び
第２のＭＭ４の出力パルス幅を常に基準発振器１の周期
の−になるように制御されるため基準発振器１の周波数
が変化してもその周波数に比例したものが得られる。従
って、異なる基準発振器１の周波数におい−でも常に−
の周期のパルスが得られる。

第３図のＭＭ５は、、ＦＣｌ２の出力を波形整形回路２
にて波形整形された出力でトリガされ、第４のＭＭ６は
第３図のＭＭ５の出力でトリガされる。第３のＭＭ５及
び第４のＭＭ６は第１のＭＭ３及び第２のＭＭ４と対称
に構成し、そ、の充電電流を前記定電流回路から流し込
み、第１のＭＭ３及び第２のＭＭ４と同様の出力を得る
様にし、第２の論理処理回路１７は第１の論理処理回路
１６と同様の処理を行う。このように構成することによ
り基準発振器１の周期とＦＣｌ２の周期が等しい時には
、第２のスイッチ１９はＭ“に接続され、基準発振器１
の周期よりＦＣｌ２の周期が短くなると、第２のスイッ
チ１９は°Ｌ−に接続され、逆に長くなると第２のスイ
ッチ１９は“Ｈ”に接続される。このようにＰＬＬがロ
ック状態にある時には、第３のＭＭ５及び第４のＭＭ６
のデユーティ−は５０％であるから速度偏差はＯとなる
。ＦＣｌ２の速度が同期速度以上になると速度偏差はＨ
レベルとして処理され、同期速度以下になると速度偏差
はＬレベルとして処理される。速度偏差は基準周波数に
比例した定電流源２０から得られるので、速度偏差も基
準周波数に比例する。ため設定回転速度が変化しても、
速度フィードバック系のゲインは常に一定である。その
結果、ｍり御の安定性が向上する。

基準発振器ｌと波形整形回路２の出力はＰＣＩＩに入力
され、前記定電流回路の出力電流は第１の電流−電圧変
換器９に入力され、前記速度偏差信号は第２の電流−電
圧変換器１０に入力される。

ＰＣｌｌの出力と第１の電流−電圧変換器９の出力と第
２の電流−電圧変換器１０の出力を各々適当なゲインで
加算平滑回路１２にて加算平滑される。加算平滑回路−
１２の出力は駆動回路１３に入力され、その出力によっ
てモータを駆動する。

以上のように、本実施例によれば、速度フィードバック
系のリップルをほぼＯにすることができ、平滑用コンデ
サの値を小さくするとともに、速度フィードバック系の
ゲインを設定回路速度と無関係に一定にでき、その結果
、応答性を上げるとともに、安定性も上げることができ
、ダイナミックレンジを広げられ変速範囲をより広くと
れる。また、リップルによる騒音を低減することができ
る。

さらに、本実施例第２図は１チツプＩＣ化することによ
って、第１、第２、第３、及び第４のＭＭの特性のバラ
ツキや温度特性変化を小さく抑えることができ、容易に
具現化できる。

発明の効果 以上のように、本発明によれば、ＰＬＬ制御の変速範囲
を従来に比べ大幅に広げることができるとともにサーボ
特性を向上させ、さらに低速域での騒音も大幅に低減で
きる等の効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本２？晴の一実゛施例におけるモータの速度制
御装置のブロック図、第２図は第１図における本発明の
主要部の詳細図、第３図は第２図の各部の動作波形図、
第４図は従来のモータの速度制御装置１例を示すブロッ
ク図、第５図は第４図の各部の動作波形図である。 １・・・・・・基準発振器、２・・・・・・波形整形回
路、３・・・・・・第１の単安定マルチバイブレータ（
第１のＭＭ）、４・・・・・・第２の単安定マルチバイ
ブレータ（第２のＭＭ）、５・・・・・・第３の単安定
マルチバイブレータ（第３のＭＭ）、６・・・・・・第
４の単安定マルチバイブレータ（第４のＭＭ）　、７・
・・・・・定電流回路、８・・・・・・速度偏差検出器
、９・・・・・・第１の電流−電圧変換器、１０・・・
・・・第２の電流−電圧変換器、１１・・・・・・位相
比較器、１２・・・・・・加算平滑回路、１３・・・・
・・駆動回路、１４・・・・・・モータ、１５・・・・
・・周波数発電機。 代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　ばか１名第４図 第す図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）基準発振器の出力でトリガされる第１の単安定マ
   ルチバイブレータと、この第１の単安定マルチバイブレ
   ータの出力でトリガされる第２の単安定マルチバイブレ
   ータと、第１の単安定マルチバイブレータの出力と第２
   の単安定マルチバイブレータの出力で制御される定電流
   回路と、この定電流回路の出力電流を電圧に変換する第
   １の電流−電圧変換器と、モータに連結された周波数発
   電機と、この周波数発電機の出力を整形する波形整形回
   路と、この波形整形回路の出力でトリガされる第３の単
   安定マルチバイブレータと、この第３の単安定マルチバ
   イブレータでトリガされる第４の単安定マルチバイブレ
   ータと、第３の単安定マルチバイブレータと第４の単安
   定マルチバイブレータの出力とで速度偏差を得るよう論
   理処理する速度偏差検出器と、その速度偏差検出器の出
   力によって定電流回路の出力電流を制御し、その電流を
   電圧に変換する第２の電流−電圧変換器と、前記波形整
   形回路の出力と前記基準発振器の出力とを比較し位相差
   を出力する位相比較器と、前記第１の電流−電圧変換器
   の出力と前記第２の電流−電圧変換器の出力と前記位相
   比較器の出力を加算増幅し平滑する加算平滑回路と、前
   記加算平滑回路の出力をモータの印加電圧に変換する駆
   動回路を備え、前記定電流源回路の出力を第１の単安定
   マルチバイブレータと第２の単安定マルチバイブレータ
   と第３の単安定マルチバイブレータと第４のマルチバイ
   ブレータの充電電流として印加するモータの速度制御装
   置。
2. （２）第１の単安定マルチバイブレータ及び第２の単安
   定マルチバイブレータは、基準発振器の周期のほぼ５０
   ％の出力幅が得られる単安定マルチバイブレータで構成
   され、第３の単安定マルチバイブレータ及び第４の単安
   定マルチバイブレータは、第１の単安定マルチバイブレ
   ータ及び第２の単安定マルチバイブレータと同等の出力
   特性が得られるように対称形にて構成される特許請求の
   範囲第１項記載のモータの速度制御装置。