JPH05219793A - 二相誘導電動機のインバータ駆動装置 - Google Patents
二相誘導電動機のインバータ駆動装置Info
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- JPH05219793A JPH05219793A JP4047910A JP4791092A JPH05219793A JP H05219793 A JPH05219793 A JP H05219793A JP 4047910 A JP4047910 A JP 4047910A JP 4791092 A JP4791092 A JP 4791092A JP H05219793 A JPH05219793 A JP H05219793A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 駆動回路構成を簡略化し、かつ電力損失を低
減化した。 【構成】 交流電源Ｅの電圧をサイリスタＳＣＲ1 ，Ｓ
ＣＲ2 により倍電圧整流された直線正負二電源回路１０
と、四個のスイッチング素子ＱA ，ＱB ，ＱC ，Ｑ
D と、指令駆動周波数の四倍の周波数の指令パルスを発
生する励磁指令パルス発生回路１２と、励磁シーケンサ
１３とを備えて、二相誘導電動機Ｍの各巻線をバイポー
ラ駆動するとともに、前記交流電源電圧のゼロクロスす
るタイミングを検出するゼロクロス検出回路１４と、前
記指令駆動周波数ｆに比例して前記直流正負二電源回路
の出力電圧Ｖ（Ｖ1 ，Ｖ2 ）を変化させるため、前記サ
イリスタの点弧位相を決定する信号を演算，送出するＶ
／ｆ演算回路１５と、該Ｖ／ｆ演算回路からの点弧位相
信号と前記ゼロクロス検出回路からの前記交流電源電圧
のゼロクロス信号とから、前記サイリスタを所定の点弧
位相角で点弧させる点弧制御回路１６と備える。
減化した。 【構成】 交流電源Ｅの電圧をサイリスタＳＣＲ1 ，Ｓ
ＣＲ2 により倍電圧整流された直線正負二電源回路１０
と、四個のスイッチング素子ＱA ，ＱB ，ＱC ，Ｑ
D と、指令駆動周波数の四倍の周波数の指令パルスを発
生する励磁指令パルス発生回路１２と、励磁シーケンサ
１３とを備えて、二相誘導電動機Ｍの各巻線をバイポー
ラ駆動するとともに、前記交流電源電圧のゼロクロスす
るタイミングを検出するゼロクロス検出回路１４と、前
記指令駆動周波数ｆに比例して前記直流正負二電源回路
の出力電圧Ｖ（Ｖ1 ，Ｖ2 ）を変化させるため、前記サ
イリスタの点弧位相を決定する信号を演算，送出するＶ
／ｆ演算回路１５と、該Ｖ／ｆ演算回路からの点弧位相
信号と前記ゼロクロス検出回路からの前記交流電源電圧
のゼロクロス信号とから、前記サイリスタを所定の点弧
位相角で点弧させる点弧制御回路１６と備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、二相誘導電動機のイン
バータ駆動装置に関し、特に交流電源電圧を、サイリス
タを介して、倍電圧整流して得られる直流正負二電源か
ら、指令駆動周波数（指令速度）に応じ、かつ前記電動
機の各巻線をバイポーラ駆動する装置に関する。
バータ駆動装置に関し、特に交流電源電圧を、サイリス
タを介して、倍電圧整流して得られる直流正負二電源か
ら、指令駆動周波数（指令速度）に応じ、かつ前記電動
機の各巻線をバイポーラ駆動する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の二相誘導電動機のインバ
ータ駆動装置としては、例えば図４の構成回路図に示さ
れるものがある。同図において、この駆動装置は交流電
源Ｅの電圧を全波整流器ＣＲ及び平滑コンデンサＣによ
り得られた直流電圧を、スイッチングトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 ………Ｑ8 からなるフルブリッジ二相インバ
ータ駆動回路１の前記トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ………Ｑ
8 の各ゲートを、ＰＷＭ（pulse width modulation) ゲ
ート回路２によりＰＷＭ制御するとともに、該ＰＷＭゲ
ート回路２に与えられる運転指令に基づき回転方向及び
周波数（速度）で、二相誘導電動機Ｍを駆動していた。
ータ駆動装置としては、例えば図４の構成回路図に示さ
れるものがある。同図において、この駆動装置は交流電
源Ｅの電圧を全波整流器ＣＲ及び平滑コンデンサＣによ
り得られた直流電圧を、スイッチングトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 ………Ｑ8 からなるフルブリッジ二相インバ
ータ駆動回路１の前記トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ………Ｑ
8 の各ゲートを、ＰＷＭ（pulse width modulation) ゲ
ート回路２によりＰＷＭ制御するとともに、該ＰＷＭゲ
ート回路２に与えられる運転指令に基づき回転方向及び
周波数（速度）で、二相誘導電動機Ｍを駆動していた。
【０００３】前記インバータ駆動回路１は、前記二相誘
導電動機Ｍの各巻線に流す電流の向きを可逆にするた
め、各巻線ごとに４個のトランジスタＱ1 ……Ｑ4 及び
Ｑ5 ，……Ｑ8 を用い、所謂、単一電源方式のバイポー
ラ駆動を行っていた。
導電動機Ｍの各巻線に流す電流の向きを可逆にするた
め、各巻線ごとに４個のトランジスタＱ1 ……Ｑ4 及び
Ｑ5 ，……Ｑ8 を用い、所謂、単一電源方式のバイポー
ラ駆動を行っていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の二相誘導電動機のインバータ駆動装置として
は、ＰＷＭ制御することで、駆動電圧、電流方向及び周
波数（速度）を可変にしているため、電動機の巻線ごと
に四個のスイッチング素子（図４ではスイッチングトラ
ンジスタ）、全体で八個のスイッチング素子を必要とし
ていた。
うな従来の二相誘導電動機のインバータ駆動装置として
は、ＰＷＭ制御することで、駆動電圧、電流方向及び周
波数（速度）を可変にしているため、電動機の巻線ごと
に四個のスイッチング素子（図４ではスイッチングトラ
ンジスタ）、全体で八個のスイッチング素子を必要とし
ていた。
【０００５】そのため、駆動回路構成が複雑になるばか
りか、ＰＷＭ制御特有のチョッピング騒音や損失が大き
くなるという問題点があった。
りか、ＰＷＭ制御特有のチョッピング騒音や損失が大き
くなるという問題点があった。
【０００６】本発明はかかる点に鑑みなされたもので、
その目的は前記問題点を解消し、駆動回路構成が簡略化
され、かつ電力損失が低減化された効率のよい二相誘導
電動機のインバータ駆動装置を提供することにある。
その目的は前記問題点を解消し、駆動回路構成が簡略化
され、かつ電力損失が低減化された効率のよい二相誘導
電動機のインバータ駆動装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明の構成は、交流電源電圧をサイリスタにより倍
電圧整流して得られる直流正負二電源回路と、四個のス
イッチング素子と、指令駆動周波数に応じて、その周波
数の四倍の周波数の指令パルスを発生する励磁指令パル
ス発生回路と、該励磁指令パルス発生回路からの指令パ
ルスにより、前記スイッチング素子を所定の励磁シーケ
ンスに従ってＯＮ又はＯＦＦして、二相誘導電動機の各
巻線をバイポーラ駆動させる励磁シーケンサとを備え
る。
の本発明の構成は、交流電源電圧をサイリスタにより倍
電圧整流して得られる直流正負二電源回路と、四個のス
イッチング素子と、指令駆動周波数に応じて、その周波
数の四倍の周波数の指令パルスを発生する励磁指令パル
ス発生回路と、該励磁指令パルス発生回路からの指令パ
ルスにより、前記スイッチング素子を所定の励磁シーケ
ンスに従ってＯＮ又はＯＦＦして、二相誘導電動機の各
巻線をバイポーラ駆動させる励磁シーケンサとを備え
る。
【０００８】同時に、前記交流電源電圧のゼロクロスす
るタイミングを検出するゼロクロス検出回路と、前記指
令駆動周波数ｆに比例して前記直流正負二電源回路の出
力電圧Ｖを変化させるため、前記サイリスタの点弧位相
を決定する信号を演算，送出するＶ／ｆ演算回路と、該
Ｖ／ｆ演算回路からの点弧位相信号と前記ゼロクロス検
出回路からの前記交流電源電圧のゼロクロス信号とか
ら、前記サイリスタを前記決定された点弧位相角で点弧
させる点弧制御回路とを備えてなることを特徴とする。
るタイミングを検出するゼロクロス検出回路と、前記指
令駆動周波数ｆに比例して前記直流正負二電源回路の出
力電圧Ｖを変化させるため、前記サイリスタの点弧位相
を決定する信号を演算，送出するＶ／ｆ演算回路と、該
Ｖ／ｆ演算回路からの点弧位相信号と前記ゼロクロス検
出回路からの前記交流電源電圧のゼロクロス信号とか
ら、前記サイリスタを前記決定された点弧位相角で点弧
させる点弧制御回路とを備えてなることを特徴とする。
【０００９】
【作 用】以上のように本発明は構成されているので、
交流電源電圧をサイリスタにより倍電圧整流した直流正
負二電源から、指令駆動周波数（指令速度）に応じ、か
つ四個のスイッチング素子により、二相誘導電動機の各
巻線をバイポーラ駆動する。
交流電源電圧をサイリスタにより倍電圧整流した直流正
負二電源から、指令駆動周波数（指令速度）に応じ、か
つ四個のスイッチング素子により、二相誘導電動機の各
巻線をバイポーラ駆動する。
【００１０】また、前記指令駆動周波数に比例して、前
記サイリスタを制御して、前記直流正負二電源の出力電
圧を変化させている。すなわち、直流出力電圧Ｖの指令
駆動周波数ｆに対する比を一定にするようにしている。
記サイリスタを制御して、前記直流正負二電源の出力電
圧を変化させている。すなわち、直流出力電圧Ｖの指令
駆動周波数ｆに対する比を一定にするようにしている。
【００１１】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の好適な実施例
を例示的に詳しく説明する。図１は本発明の二相誘導電
動機のインバータ駆動装置の一実施例を示す構成回路図
で、はじめに交流電源Ｅの電圧をサイリスタＳＣＲ1 ，
ＳＣＲ2 およびコンデンサＣ1 ，Ｃ2 により倍電圧整流
して、直流電圧Ｖ1 ，Ｖ2 が得られる直流正負二電源回
路１０と、二相誘導電動機Ｍを駆動する四個のトランジ
スタＱA ，ＱB ，ＱC ，ＱD からなるインバータ駆動回
路１１を示す。
を例示的に詳しく説明する。図１は本発明の二相誘導電
動機のインバータ駆動装置の一実施例を示す構成回路図
で、はじめに交流電源Ｅの電圧をサイリスタＳＣＲ1 ，
ＳＣＲ2 およびコンデンサＣ1 ，Ｃ2 により倍電圧整流
して、直流電圧Ｖ1 ，Ｖ2 が得られる直流正負二電源回
路１０と、二相誘導電動機Ｍを駆動する四個のトランジ
スタＱA ，ＱB ，ＱC ，ＱD からなるインバータ駆動回
路１１を示す。
【００１２】前記直流正負二電源回路１０の中性点Ｎと
二相誘導電動機Ｍの二相巻線の共通接続点Ｐとを接続す
ることにより、該電動機Ｍの各巻線に対し、前記インバ
ータ駆動回路１１により、ハーフブリッジのバイポーラ
駆動ができるようにする。
二相誘導電動機Ｍの二相巻線の共通接続点Ｐとを接続す
ることにより、該電動機Ｍの各巻線に対し、前記インバ
ータ駆動回路１１により、ハーフブリッジのバイポーラ
駆動ができるようにする。
【００１３】次いで、図１において、励磁指令パルス発
生回路１２は、前記電動機Ｍへの指令駆動周波数（駆動
速度）ｆに対し、その周波数ｆの四倍の周波数４ｆの指
令パルスを発生する回路である。励磁シーケンサ１３
は、該励磁指令パルス発生回路１２からの指令パルスに
より、前記インバータ駆動回路１１の各スイッチングト
ランジスタＱA ，ＱB ，ＱC ，ＱD の各ゲートを駆動す
るとともに、所定の励磁シーケンスにしたがって、前記
各トランジスタＱA ，ＱB ，ＱC ，ＱD をＯＮ又はＯＦ
Ｆし、前記駆動回路１１から矩形波電圧を前記電動機Ｍ
に出力する。
生回路１２は、前記電動機Ｍへの指令駆動周波数（駆動
速度）ｆに対し、その周波数ｆの四倍の周波数４ｆの指
令パルスを発生する回路である。励磁シーケンサ１３
は、該励磁指令パルス発生回路１２からの指令パルスに
より、前記インバータ駆動回路１１の各スイッチングト
ランジスタＱA ，ＱB ，ＱC ，ＱD の各ゲートを駆動す
るとともに、所定の励磁シーケンスにしたがって、前記
各トランジスタＱA ，ＱB ，ＱC ，ＱD をＯＮ又はＯＦ
Ｆし、前記駆動回路１１から矩形波電圧を前記電動機Ｍ
に出力する。
【００１４】今、前記電動機Ｍのα相巻線に着目する
と、トランジスタＱA がＯＮ，トランジスタＱB がＯＦ
Ｆの場合、直流正負二電源回路１０の一方（出力電圧Ｖ
1 ）から電流が供給され、逆にトランジスタＱA がＯＦ
Ｆ，トランジスタＱB がＯＮの場合、前記電源回路１０
の他方（出力電圧Ｖ2 ）から逆方向に電流が供給され、
前記スイッチングトランジスタＱA ，ＱB 二個で、前記
電動機Ｍの一相のバイポーラ駆動ができる。
と、トランジスタＱA がＯＮ，トランジスタＱB がＯＦ
Ｆの場合、直流正負二電源回路１０の一方（出力電圧Ｖ
1 ）から電流が供給され、逆にトランジスタＱA がＯＦ
Ｆ，トランジスタＱB がＯＮの場合、前記電源回路１０
の他方（出力電圧Ｖ2 ）から逆方向に電流が供給され、
前記スイッチングトランジスタＱA ，ＱB 二個で、前記
電動機Ｍの一相のバイポーラ駆動ができる。
【００１５】更に、前記励磁指令パルス発生回路１２か
らの指令パルスの周波数は、前記指令駆動周波数ｆの四
倍であるので、該各指令パルスは前記指令駆動周波数の
周期を四等分、すなわち、同周期の９０°の位相角ごと
に発生される。従って、励磁シーケンス１３により、前
記駆動回路１１からは、図２に示すような９０°の位相
差を有する２相の矩形波電圧を、前記電動機Ｍのα相巻
線及びβ相巻線にそれぞれ供給することができる。
らの指令パルスの周波数は、前記指令駆動周波数ｆの四
倍であるので、該各指令パルスは前記指令駆動周波数の
周期を四等分、すなわち、同周期の９０°の位相角ごと
に発生される。従って、励磁シーケンス１３により、前
記駆動回路１１からは、図２に示すような９０°の位相
差を有する２相の矩形波電圧を、前記電動機Ｍのα相巻
線及びβ相巻線にそれぞれ供給することができる。
【００１６】他方、図１において、ゼロクロス検出回路
１４は、前記交流電源Ｅの電圧のゼロクロスするタイミ
ングを検出してゼロクロスパルス信号を発生する回路で
あり、Ｖ／ｆ演算回路１５は、前記指令駆動周波数ｆに
比例して前記直流正負二電源回路１０の出力電圧Ｖを変
化させるため、そのサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 の点
弧位相を決定するパルス信号を、演算、出力する回路で
ある。
１４は、前記交流電源Ｅの電圧のゼロクロスするタイミ
ングを検出してゼロクロスパルス信号を発生する回路で
あり、Ｖ／ｆ演算回路１５は、前記指令駆動周波数ｆに
比例して前記直流正負二電源回路１０の出力電圧Ｖを変
化させるため、そのサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 の点
弧位相を決定するパルス信号を、演算、出力する回路で
ある。
【００１７】点弧制御回路１６は、前記Ｖ／ｆ演算回路
１５からの点弧位相パルス信号を、前記ゼロクロス検出
回路１４からのゼロクロスパルス信号と比較して、前記
決定された点弧位相角のタイミングで前記サイリスタＳ
ＣＲ1 ，ＳＣＲ2 を点弧させる回路である。
１５からの点弧位相パルス信号を、前記ゼロクロス検出
回路１４からのゼロクロスパルス信号と比較して、前記
決定された点弧位相角のタイミングで前記サイリスタＳ
ＣＲ1 ，ＳＣＲ2 を点弧させる回路である。
【００１８】図３は、これら各回路の信号波形とタイミ
ングを示すもので、図３（ａ）は交流電源Ｅの電圧、同
（ｂ）はゼロクロス検出回路１４のゼロクロスパルス信
号、同（ｃ）はサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 のゲート
への点弧パルス信号及び同（ｄ）はサイリスタＳＣ
Ｒ1 ，ＳＣＲ2 に流れる電流波形及び直流出力電圧
Ｖ1 ，Ｖ2 である。
ングを示すもので、図３（ａ）は交流電源Ｅの電圧、同
（ｂ）はゼロクロス検出回路１４のゼロクロスパルス信
号、同（ｃ）はサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 のゲート
への点弧パルス信号及び同（ｄ）はサイリスタＳＣ
Ｒ1 ，ＳＣＲ2 に流れる電流波形及び直流出力電圧
Ｖ1 ，Ｖ2 である。
【００１９】通常、誘導電動機の周波数による速度制御
においては、指令駆動周波数ｆに比例した電圧Ｖを、該
電動機Ｍに印加する必要がある。
においては、指令駆動周波数ｆに比例した電圧Ｖを、該
電動機Ｍに印加する必要がある。
【００２０】そのため、前記指令駆動周波数ｆに比例し
て前記直流正負二電源回路１０の直流出力電圧Ｖ1 ，Ｖ
2 を変化させるため、前記Ｖ／ｆ演算回路１５によっ
て、前記電源回路１０のサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2
の点弧位相を決定するための位相パルス信号を演算、出
力する。次いで、サイリスタ点弧制御回路１６により、
この位相パルス信号をゼロクロス検出回路１４からのゼ
ロクロスパルス信号と比較し、前記サイリスタＳＣ
Ｒ1 ，ＳＣＲ2 の各ゲートへ点弧パルス信号Ｇ1 ，Ｇ2
を出力する。
て前記直流正負二電源回路１０の直流出力電圧Ｖ1 ，Ｖ
2 を変化させるため、前記Ｖ／ｆ演算回路１５によっ
て、前記電源回路１０のサイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2
の点弧位相を決定するための位相パルス信号を演算、出
力する。次いで、サイリスタ点弧制御回路１６により、
この位相パルス信号をゼロクロス検出回路１４からのゼ
ロクロスパルス信号と比較し、前記サイリスタＳＣ
Ｒ1 ，ＳＣＲ2 の各ゲートへ点弧パルス信号Ｇ1 ，Ｇ2
を出力する。
【００２１】この点弧パルス信号Ｇ1 ，Ｇ2 により、前
記サイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 を前記決定された所定
の点弧位相角でそれぞれ点弧し、その直流出力電圧
Ｖ1 ，Ｖ2 を変化させている。すなわち、前記各回路１
４，１５によって、直流出力電圧の指令駆動周波数に対
する比を一定にした出力電圧を前記電動機Ｍに印加して
いる。
記サイリスタＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 を前記決定された所定
の点弧位相角でそれぞれ点弧し、その直流出力電圧
Ｖ1 ，Ｖ2 を変化させている。すなわち、前記各回路１
４，１５によって、直流出力電圧の指令駆動周波数に対
する比を一定にした出力電圧を前記電動機Ｍに印加して
いる。
【００２２】なお、図１に示す制御系の回路を、１チッ
プマイコンにより、ソフトウェアで制御することも可能
である。本実施例によれば、前記インバータ駆動回路１
１は、従来のようなＰＷＭ制御を行なわないため、その
回路構成の簡略化が可能となる。しかも、ＰＷＭ制御に
特有のスイッチング損失も低減され、騒音も発生しない
という効果もある。
プマイコンにより、ソフトウェアで制御することも可能
である。本実施例によれば、前記インバータ駆動回路１
１は、従来のようなＰＷＭ制御を行なわないため、その
回路構成の簡略化が可能となる。しかも、ＰＷＭ制御に
特有のスイッチング損失も低減され、騒音も発生しない
という効果もある。
【００２３】なお、本発明の技術は前記実施例における
技術に限定されるものではなく、同様な機能を果す他の
態様の手段によってもよく、また本発明の技術は前記構
成の範囲内において種々の変更、付加が可能である。
技術に限定されるものではなく、同様な機能を果す他の
態様の手段によってもよく、また本発明の技術は前記構
成の範囲内において種々の変更、付加が可能である。
【００２４】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明の
二相誘導電動機のインバータ駆動装置によれば、交流電
源電圧を整流素子としてのサイリスタにより倍電圧整流
して得られる直流正負二電源から、指令駆動周波数に応
じ、かつ四個のスイッチング素子により、前記電動機の
各巻線をバイポーラ駆動するとともに、前記指令駆動周
波数に比例し、前記サイリスタを介して、前記直流正負
二電源電圧を変化させたので、インバータのスイッチン
グ素子の個数が半減するとともに、該スイッチング素子
のゲート回路系を含めると素子の大幅な簡略化が可能に
なる。
二相誘導電動機のインバータ駆動装置によれば、交流電
源電圧を整流素子としてのサイリスタにより倍電圧整流
して得られる直流正負二電源から、指令駆動周波数に応
じ、かつ四個のスイッチング素子により、前記電動機の
各巻線をバイポーラ駆動するとともに、前記指令駆動周
波数に比例し、前記サイリスタを介して、前記直流正負
二電源電圧を変化させたので、インバータのスイッチン
グ素子の個数が半減するとともに、該スイッチング素子
のゲート回路系を含めると素子の大幅な簡略化が可能に
なる。
【００２５】同時に、前記直流正負二電源のサイリスタ
を制御するので、電力損失が従来より低減されるという
効果をも奏するものである。
を制御するので、電力損失が従来より低減されるという
効果をも奏するものである。
【図１】本発明の二相誘導電動機のインバータ駆動装置
の構成回路図である。
の構成回路図である。
【図２】図１のインバータ駆動回路１１から出力される
９０°の位相差を有する二相の矩形波電圧の波形図であ
る。
９０°の位相差を有する二相の矩形波電圧の波形図であ
る。
【図３】各回路の信号波形とタイミングを示す図であ
る。
る。
【図４】従来の二相誘導電動機のインバータ駆動装置の
構成回路図である。
構成回路図である。
１０ 直流正負二電源回路 １２ 励磁指令パルス発生回路 １３ 励磁シーケンサ １４ ゼロクロス検出回路 １５ Ｖ／ｆ演算回路 １６ 点弧制御回路 Ｅ 交流電源 ｆ 指令駆動周波数 Ｍ 二相誘導電動機 ＱA ，ＱB ，ＱC ，ＱD スイッチングトランジスタ ＳＣＲ1 ，ＳＣＲ2 サイリスタ Ｖ1 ，Ｖ2 直流出力電圧
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源電圧をサイリスタにより倍電圧
整流して得られる直流正負二電源回路と、四個のスイッ
チング素子と、指令駆動周波数に応じて、その周波数の
四倍の周波数の指令パルスを発生する励磁指令パルス発
生回路と、該励磁指令パルス発生回路からの指令パルス
により、前記スイッチング素子を所定の励磁シーケンス
に従ってＯＮ又はＯＦＦして、二相誘導電動機の各巻線
をバイポーラ駆動させる励磁シーケンサとを備えるとと
もに、 前記交流電源電圧のゼロクロスするタイミングを検出す
るゼロクロス検出回路と、前記指令駆動周波数ｆに比例
して前記直流正負二電源回路の出力電圧Ｖを変化させる
ため、前記サイリスタの点弧位相を決定する信号を演
算，送出するＶ／ｆ演算回路と、該Ｖ／ｆ演算回路から
の点弧位相信号と前記ゼロクロス検出回路からの前記交
流電源電圧のゼロクロス信号とから、前記サイリスタを
前記決定された点弧位相角で点弧させる点弧制御回路と
を備えてなることを特徴とする二相誘導電動機のインバ
ータ駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04791092A JP3255368B2 (ja) | 1992-02-04 | 1992-02-04 | 二相誘導電動機のインバータ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04791092A JP3255368B2 (ja) | 1992-02-04 | 1992-02-04 | 二相誘導電動機のインバータ駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05219793A true JPH05219793A (ja) | 1993-08-27 |
| JP3255368B2 JP3255368B2 (ja) | 2002-02-12 |
Family
ID=12788532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04791092A Expired - Fee Related JP3255368B2 (ja) | 1992-02-04 | 1992-02-04 | 二相誘導電動機のインバータ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3255368B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2011222B1 (fr) * | 2006-04-26 | 2017-07-12 | BUBENDORFF Société Anonyme | Systeme motorise de fermeture de batiment |
-
1992
- 1992-02-04 JP JP04791092A patent/JP3255368B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
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| EP2011222B1 (fr) * | 2006-04-26 | 2017-07-12 | BUBENDORFF Société Anonyme | Systeme motorise de fermeture de batiment |
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| JP3255368B2 (ja) | 2002-02-12 |
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