JPH0552085B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は定電流回路や電流増幅回路として多
用されるカレントミラー回路に関する。

〔発明の技術的背景〕

多種回路システムを構成する場合、定電流回路
や電流増幅回路が必要となる場合が多い。このよ
うな回路システムを半導体集積回路（以下、IC
と称する）化する場合、上記定電流回路や電流増
幅回路としてカレントミラー回路が用いられるこ
とが多い。すなわち、カレントミラー回路は理想
的には入力電流に比例した出力電流を得ることが
できる回路である。したがつて、入力電流を固定
にすれば、常に一定レベルの出力電流を得ること
ができるから、カレントミラー回路を定電流回路
として用いることができる。また、入力電流を可
変にすれば、常に入力電流の変動に追随した出力
電流を得ることができるから、カレントミラー回
路を電流増幅回路として用いることができる。

カレントミラー回路は基本的には第１図に示す
ように、２つの特性の近似したトランジスタ
Q₁₁，Q₁₂を組み合わせて構成される。この場合、
トランジスタQ₁₁，Q₁₂のベース・エミツタ接合
には基準電位端子１０に対し同一レベルの電圧が
印加される。これにより、トランジスタQ₁₁，
Q₁₂のエミツタにはほとんど等しい電流が流れ
る。今、トランジスタQ₁₁，Q₁₂のエミツタ接地
時の電流増幅率βが充分大きいとすると、トラン
ジスタQ₁₁，Q₁₂のベース電流の大きさを無視で
きる。したがつて、このような条件のもとでは、
入力端子１１に流れる入力電流I₁と出力端子１２
に流れる出力電流I₂とはほとんど等しくなる。そ
して、この状態は各トランジスタQ₁₁，Q₁₂の絶
対値の特性に依存しなく、両者の特性の比（この
場合１：１）に依存する。ところで、カレントミ
ラー回路をIC化した場合、各トランジスタQ₁₁，
Q₁₂の特性を作るたびに略同じ値に設定すること
は難しいが、両者の特性の比を略同じ値（１：
１）に設定することは容易である。したがつて、
カレントミラー回路をIC化する場合、トランジ
スタQ₁₁，Q₁₂の電流増幅率βを充分大きな値に
することさえできれば、入力電流I₁と出力電流I₂
が略等しくなるようなカレントミラー回路を容易
に実現し得る。

なお、以上の説明では、カレントミラー回路の
電流増幅度（Α＝I₂／I₁）が１である場合について 説明したが、１以外のａにする場合についても同
様のことが言える。この場合、電流増幅度Αをａ
にするには、第１図において例えばトランジスタ
Q₁₁とQ₁₂とのエミツタ面積の比を１：ａにすれ
ばよい。したがつて、トランジスタQ₁₁，Q₁₂の
電流増幅率βを大きくすることさえできれば、電
流増幅度Αをａ（ａ≠１）にする場合であつても
常にこの値を確保することができる。

しかしながら、電流増幅率βが小さい場合に
は、上記トランジスタQ₁₁，Q₁₂のベース電流は
無視できず電流増幅度Αは電流増幅率の変動に応
じて変化する。

〔背景技術の問題点〕

ところで、トランジスタをIC化する場合、こ
のトランジスタとしてNPNトランジスタを用い
るのであれば、電流増幅率βを比較的大きくする
ことができる。しかしながら、PNPトランジス
タを用いる場合は、電流増幅率βを大きくするこ
とは難しい。これは次のような理由による。トラ
ンジスタをIC化する場合、Ｐ形基板の上にＮ形
エピタキシヤル層を作るというようにNPNトラ
ンジスタを中心に作られる。したがつて、これと
同一のプロセスで作られるPNPトランジスタ
（通常、ラテラルPNPトランジスタと言われる）
はNPNトランジスタに比べ充分な特性を得るこ
とができなくなる。特に、電流増幅率βは小さ
く、しかもばらつきやすい。そして、そのばらつ
きの幅は小さい方では２〜３（エミツタ接地にし
た場合の電流増幅率）になることがあり、大きい
方では、数十程度になることがある。この為、各
種回路システムを構成する場合、トランジスタと
してPNPトランジスタを用いることが便利な場
合であつても、PNPトランジスタを用いること
により回路システムの性能が低下する虞れがあ
る。

第２図はPNPトランジスタによつてカレント
ミラー回路を構成した場合の回路図である。この
回路の動作は第１図の場合と同様なので省略す
る。今、第２図の電流増幅度Αを求めてみる。ま
ず、図に於いて、トランジスタQ₁₁，Q₁₄は同一
チツプ上に作られた同一特性を有するトランジス
タとする。入力端子１１、出力端子１２の入力電
流、出力電流をそれぞれI₁，I₂とする。今、トラ
ンジスタQ₁₁，Q₁₄のエミツタ面積の比が１：１
であるとする。また、各エミツタ電流をI_Eとする
と、電流Ｉ，I₂はそれぞれI_Eとなり次式(1)，(2)で
表わされる。

I₁＝（１＋１／１＋β）I_E ……(1) I₂＝β／１＋βI_E ……(2) 式(1)，(2)より電流増幅度Αは次式(3)で表わされ
る。

Α＝I₂／₁＝β／１＋β／１＋β／１＋β＝β／β＋
２＝１／１＋２／β ……(3) 式(3)に於いて、電流増幅率βが大きければ、
２／Ｂなる項は１≫２／βとなり、この項は無視でき る。したがつて、電流増幅率βがばらついたとし
ても、この電流増幅率βが大きい限り、電流増幅
度Αは常に一定となる。この場合、電流増幅度Α
は常に１であり、入力電流I₁と等しい出力電流I₂
を得ることができる。

一方、電流増幅率βが小さい場合、２／Ｂなる項 を無視することはできず、電流増幅率βがばらつ
けば電流増幅度Αもばらつくことになる。第３図
は電流増幅率βと電流増幅度Αとの関係を示す特
性図で、特に電流増幅率βが小さい領域の特性を
示す。図に示される如く、電流増幅率βが小さい
場合、特性曲線の傾きが大きく、電流増幅率βの
値がある値から少しでも変動すると、電流増幅度
Αは大きく変動する。今、電流増幅率βが20の場
合と２の場合の電流増幅度Αをみると、それぞれ
約0.909，0.5となる（なお、電流増幅率βが２の
場合については図示しない）。これから、電流増
幅率βが２の場合の電流増幅度Αは電流増幅率β
が20の場合のそれに比べ、45％も減少することが
わかる。しかも、この場合、トランジスタQ₁₃，
Q₁₄のベース電流の影響で電流増幅度Αは設定さ
れた理想値１から大きくかけ離れたものとなつて
いる。

このように、トランジスタQ₁₃，Q₁₄の電流増
幅率βが小さい領域でばらつくと、電流増幅度Α
の均一なカレントミラー回路を得られないととも
に、その電流増幅度Αも設定した理想値から大き
くかけ離れてしまう。したがつて、この電流増幅
度Αが不均一で、かつ理想値から大きくかけ離れ
たカレントミラー回路を定電流回路や電流増幅回
路として用いる場合、回路システムの設計が難し
くなる。

なお、電流増幅率βはIC化の過程でばらつく
ことも勿論であるが、温度変化によつてもばらつ
く。

〔発明の目的〕

この発明は上記の事情に対処すべくなされたも
ので、簡単な構成により、電流増幅率が小さい領
域で変動したとしても、電流増幅度が変動しない
領域を大幅に拡張することができるカレントミラ
ー回路を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

そこで、この発明は例えば第８図を用いて説明
するならば、トランジスタQ₂₁，Q₂₂のベース電
流の合計電流をトランジスタQ₂₁のコレクタにの
み流すのではなく、トランジスタQ₂₂のコレクタ
にも流すようにし、かつトランジスタQ₂₃，Q₂₄
のベース電流の合計電流をトランジスタQ₂₁のコ
レクタに全て流すのではなく、トランジスタQ₃₁
のベースを介してその一部を流すようにし、残り
はコレクタを介して基準電位側に流すように構成
したものである。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照してこの発明の一実施例を詳
細に説明する。

まず、その前に上述した従来の問題点を解決す
る為に考えられる技術について説明する。上述し
たような従来の回路に於いて、電流増幅率βが小
さい領域に依存するとき、電流増幅度Αが理想値
から大きくかけ離れたり、電流増幅率βが小さい
領域で変動したとき、電流増幅度Αが大きく変動
するのは次のような理由に基づく。すなわち、電
流増幅率βが小さい領域に存在すると、トランジ
スタQ₁₃，Q₁₄のベース電流が無視できなくなる。
そして、従来の回路では、この無視できない電流
が一方のトランジスタQ₁₃のコレクタにのみ流れ
るからである。

そこで、トランジスタQ₁₃，Q₁₄のベース電流
をトランジスタQ₁₃のコレクタにのみ流すのでは
なく、トランジスタQ₁₄のコレクタにも流すよう
にすれば、上述した従来の問題点を解消すること
ができる。第４図はこのような構成の回路図であ
る。第４図に於いて、Q₂₁，Q₂₂はトランジスタ
Q₁₃，Q₁₄と同じトランジスタである。２１は分
流回路である。この分流回路２１はトランジスタ
Q₂₁，Q₂₂のベースの共通接続点側からトランジ
スタQ₂₁のコレクタ側に至る第１の電流経路と、
前記ベースの共通接続点側からトランジスタQ₂₂
のコレクタ側に至る第２の電流経路を有する。つ
まり端子２２から端子２３に至る第１の電流経路
と、端子２２から端子２４に至る第２の電流経路
を有する。このような構成によれば、第１，第２
の電流経路のインピーダンスの比を適宜設定し、
第１，第２の電流経路を流れる電流量を適宜設定
すれば、従来の問題点を解消することができる。
なお、端子２２〜２４と対応するベースやコレク
タ間を点線で結んでいるのは、この間を直接接続
する必要性は必ずしも無く、例えばバツフア用の
トランジスタを介して接続してもよいからであ
る。

今、トランジスタQ₂₁，Q₂₂は特性が等しいも
のとする。これにより、両者のエミツタ電流同
士、ベース電流同士は等しくなる。そして、端子
２２〜２４はそれぞれ対応するベースやコレクタ
に直接接続されているものとする。このように仮
定すると、第１，第２の電流経路を流れる電流の
電流値の比を１：１に設定することにより、理想
的には従来の問題点を完全に解消することができ
る。

第５図は第４図に示す回路の具体的構成の一例
を示す回路図である。分流回路２１はトランジス
タQ₂₃，Q₂₄を有する。そして、トランジスタ
Q₂₃，Q₂₄はカレントミラー回路を構成している。
このような構成に於いては、端子２２よりトラン
ジスタQ₂₃を介して端子２３に至る第１の電流経
路と、端子２２よりトランジスタQ₂₄を介して端
子２４に至る第２の電流経路とを有する。第１の
電流経路はトランジスタQ₂₃のエミツタからその
コレクタに至る経路とトランジスタQ₂₃，Q₂₄の
エミツタから両トランジスタQ₂₃，Q₂₄のベース
の共通接続点を介してトランジスタQ₂₄のコレク
タに至る経路とから成つている。第１，第２の電
流経路のインピーダンスの比はトランジスタ
Q₂₃，Q₂₄のエミツタ面積の比で決定される。ト
ランジスタQ₂₃，Q₂₄の特性が等しいものとすれ
ば、第１，第２の電流経路を流れる電流値の電流
の比を１：１に設定すればよいことは前述した通
りである。しかしながら、第５図の構成の場合、
第１の電流経路が、前述の如く、さらに２つの経
路に分けられる点等から、トランジスタQ₂₃，
Q₂₄のエミツタ電流の比を１：１とするのに、ト
ランジスタQ₂₃，Q₂₄のエミツタ面積の比は必ず
しも１：１とはならない。

第５図の回路に於いて、電流増幅度Αを求める
と、次式(4)で表わされる。

Α＝aα＋（１−α）（１＋ａ）１／１＋ｍα／α＋（
１−α）（１＋ａ）（１−１／１＋ｗα） ……(4) 式(4)に於いて、ａはトランジスタQ₂₁，Q₂₂の
エミツタ面積の比１：ａに基づくものである。ト
ランジスタQ₂₁，Q₂₂のエミツタ面積の比が１：
ａに設定されているということは、第５図の回路
の電流増幅度Αの理想値がａであることを意味す
る。ｍはトランジスタQ₂₃，Q₂₄のエミツタ面積
比ｍ：１に基づくものである。また、αはトラン
ジスタQ₂₁〜Q₂₄のベース接地の電流増幅率であ
り、エミツタ接地の電流増幅率βとの間には次式
(5)が成り立つ。

α＝β／１＋β ……(5) 先の式(4)に於いて、１／１＋ｍ＝K_nとおくと、電 流増幅度Αは、次式(6)のようになる。

Α＝aα＋（１−α）（１＋ａ）K_nα／α＋（１−α
）（１＋α）（１−K_nα） ……(6) 式(5)，(6)に従つて、K_nをパラメータとして電
流増幅率βと電流増幅度Αとの関係を求めると、
第６図に示すような特性図が得られる。なお、第
６図は説明の便宜上、ａ＝１、つまり、電流増幅
度Αの理想値が１である場合について示す。図に
於いて、特性曲線ａは従来の回路によるものであ
り、第３図に示すものと同じである。特性曲線ｂ
〜ｅはそれぞれ第５図の回路によるものであり、
それぞれK_n＝0.5，0.6，0.7，１に設定した場合
を示す。

ここで、特性曲線ｄについて、従来の特性曲線
ａと比較してみる。特性曲線ｄはK_n＝0.7の場合
であるから、トランジスタQ₂₃とQ₂₄のエミツタ
面積の比は３：７にとなつている。この場合、β
＝20のときの電流増幅度Αは1.032であり、β＝
２のときの電流増幅度Αは0.957である。また、
この特性曲線はβ＝６付近でピークを持ち、・β
＝６のときの電流増幅度Αは1.059となる。今、
β＝20のときの電流増幅度Αを基準に考えると、
β＝２のときは電流増幅度Αが7.3％減少し、β
＝６のときは2.6％増加する。したがつて、電流
増幅率βが20〜２の範囲でばらつくものとした場
合、電流増幅度Αは約10％の範囲内で変動する。
この変動の幅は従来の回路に於けるばらつきの幅
の約1/5となつている。また、K_n＝0.6あるいは
0.5と設定することにより、K_n＝0.7と設定した場
合のように電流増幅度Αの変動の幅を小さくする
ことができることは勿論、電流増幅度Αの絶縁値
を理想的な値１により近づけることができる。

なお、詳細は省略するが、ａ≠１の場合もａ＝
１の場合と同様の結果を得ることができる。

このように、第５図の回路に於いては、トラ
ンジスタQ₂₃とQ₂₄のエミツタ面積の比を適宜
設定することにより、電流増幅率βが小さい領
域に存在するとしても、電流増幅度Αを理想値
に近い値に設定することができる。

同様に、トランジスタQ₂₃とQ₂₄のエミツタ
面積の比を適宜設定することにより、電流増幅
率βが小さい領域で変動する場合でも電流増幅
度Αの変動を軽減することができる。

また、回路をIC化する場合、トランジスタ
Q₂₃，Q₂₄のエミツタ面積は温度変化が生じた
り、トランジスタQ₂₃，Q₂₄の特性が変動した
としても容易に所望の値に設定することができ
る。これにより、トランジスタQ₂₃，Q₂₄のエ
ミツタ面積の比を容易にかつ精度よく所望の比
に設定することができる。したがつて、第５図
の回路はIC化に適している。

また、トランジスタQ₂₁とQ₂₂、またはQ₂₃と
Q₂₄は同一構成のトランジスタであつても、コ
レクタ・エミツタ間に加わる電圧が異なる。し
たがつて、アーリー効果の影響により電流増幅
率βが違つてくることがある。例えば、一方の
トランジスタの方が他方のトランジスタよりも
常に電流増幅率βが大きいという場合も生じ
る。但し、電流増幅率βの変動する方向は同じ
である。このような場合に於いても、それぞれ
の条件に合わせてトランジスタQ₂₃，Q₂₄のエ
ミツタ面積の比を適宜設定することにより、上
述した，の効果を得ることができる。

また、上述した，のような効果を有する
為、トランジスタとしてラテラルPNPトラン
ジスタを用いるとき極めて有効である。そし
て、このラテラルPNPトランジスタを用いた
カレントミラー回路の性能を向上させることが
できる為、このカレントミラー回路とNPNト
ランジスタを用いた各種回路との組み合せが容
易となり、回路設計上の応用範囲が広くなる。

しかしながら、第５図の回路では次のような問
題がある。すなわち、トランジスタQ₂₃とQ₂₄か
らなる分流回路２１は、第２図で説明した従来の
カレントミラー回路と同じ構成である。したがつ
て、この分流回路２１をカレントミラー回路とみ
た場合、その電流増幅度Α_pは電流増幅率βが小
さい領域に存在するとき理想値から大きくかけ離
れるとともに、電流増幅率βがこの小さい領域で
変動すると大きく変動する。このことは、第１の
電流経路と第２の電流経路とを流れる電流量はト
ランジスタQ₂₃，Q₂₄のエミツタ面積の比のみに
依存するものではなく、トランジスタQ₂₃，Q₂₄
の電流増幅率βにも依存することを意味する。こ
のことは、先の式(6)に於いて、電流増幅度Αが
K_nの他にαなる変数を含むことからも明らかで
ある。

ところで、第５図の全体回路に於いて、電流増
幅度Αが電流増幅率βの影響を受けないようにす
るには、分流回路２１の電流増幅度Α_pも電流増
幅率βの影響を受けないようにすることが当然必
要となつてくる。しかも、これが上記問題を解消
する為の重要な点である。ところが、第５図の回
路では、電流増幅度Αは上述の如く、K_n及びα
に依存するので、K_nのみを所望の値に設定した
としても、電流増幅度Αはどうしても電流増幅率
βの影響を受けてしまう。これを第６図の特性図
により説明する。特性曲線ｂ〜ｄに示されるよう
に、第５図の回路ではK_nを0.5，0.6，0.7等に設
定することにより所望の特性が得られる。しか
し、これも、電流増幅率βが８ぐらいまでであ
り、これにより小さくとなると、電流増幅度Αは
理想値から大幅にずれたり、ばらつきの度合いが
大きくなることがわかる。

このような問題を解消するには、トランジスタ
Q₂₃，Q₂₄から成るカレントミラー回路に対して
も、第５図のような構成を適用すればよい。すな
わち、第７図に示すように、トランジスタQ₂₅，
Q₂₆からなる回路を付加すればよい。このような
構成によれば、トランジスタQ₂₅，Q₂₆のベース
の共通接続点を流れる電流が少ないので、トラン
ジスタQ₂₂には流れず、トランジスタQ₂₃にのみ
流れる電流を少なくすることができる。したがつ
て、電流増幅度Αは電流増幅率βによつて影響さ
れ難くくなる。

しかしながら、第７図のような構成ではトラン
ジスタを２個追加する必要があり、回路構成が複
雑となる欠点を有する。

この発明はこのような欠点を無くすようになさ
れたもので、第８図はその一実施例を示す回路図
である。第８図に示す回路は第５図に示す回路に
比べトランジスタQ₃₁を追加した点を異にし、そ
の他の部分は同一なので同一部には同一符号を付
す。すなわち、トランジスタQ₃₁のエミツタはト
ランジスタQ₂₃，Q₂₄のベースの共通接続点に接
続されている。トランジスタQ₃₁のベースはトラ
ンジスタQ₂₃のコレクタと共通接続され、この共
通接続点が入力端子１１に接続されている。トラ
ンジスタQ₃₁のコレクタは接地されている。

上記構成に於いて、動作を説明する。今、トラ
ンジスタQ₃₁のエミツタに流れる電流をI_Aとおく
と、トランジスタQ₃₁のベースには次式(7)で表わ
される電流I_Bが流れる。

I_B＝（１−α）I_A＝１／１＋βI_A ……(7) この電流I_Bは電流I_Aに比べ非常に小さい。すな
わち、電流増幅率βが小さくて、例えば２である
としても、電流I_Bは電流I_Aの1/3になつてしまう。
このように、電流I_Bの値が小さいことにより、ト
ランジスタQ₂₃，Q₂₄，Q₃₁から成る分流回路の電
流増幅度Α₁は電流増幅率βの影響を受けない。
これにより、全体回路の電流増幅度Αも電流増幅
率βに影響されないことになる。

ところで、電流I_Bは先の第７図に於いて、トラ
ンジスタQ₂₅，Q₂₆のベースの共通接続点とトラ
ンジスタQ₂₁のコレクタ間を流れる電流と同じで
ある。したがつて、第８図のような構成によれ
ば、第７図の回路と同じ性能を持つた回路を第７
図の回路よりもトランジスタが１個少ない状態で
構成できる。

ここで、第８図の回路によれば第５図の回路よ
りも、電流増幅度Αが電流増幅率βの影響を受け
難くくなる様子を特性図を用いて説明する。その
為に、まず、第８図の回路の電流増幅度Αを求め
る。トランジスタQ₂₁とトランジスタQ₂₂とのエ
ミツタ面積の比を１：ａとする。このことは、前
述の如く、カレントミラー回路が理想的な状態で
構成された場合、回路の電流増幅度Αがａになる
ことを意味する。

この状態で、トランジスタQ₂₁のエミツタ電流
をI_Eとすれば、トランジスタQ₂₂のエミツタには
aI_Eのエミツタ電流が流れる。トランジスタQ₂₁，
Q₂₂のベース接地の電流増幅率をαとおくと、ト
ランジスタQ₂₁，Q₂₂のコレクタ電流I_C1，I_C2はそ
れぞれ次式(8)，(9)で表わされる。

I_C1＝αI_E ……(8) I_C2＝αaI_E ……(9) また、トランジスタQ₂₁，Q₂₂のベース電流I_B1，
I_B2はそれぞれ次式(10)，(11)で表わされる。

I_B1＝（１−α）I_E ……(10) I_B2＝（１−α）aI_E ……(11) 式(10)，(11)より両ペース電流I_B1，I_B2の合流電流
I_B3は次式（12）で表わされる。

I_B3＝（１−α）（１＋ａ）I_E ……(12) この電流I_B3は端子２２に流れ、トランジスタ
Q₂₃，Q₂₄，Q₃₁を介して端子２３，２４に振り分
けられる。まず、端子２２に流れ込む電流I_B3は
トランジスタQ₂₃，Q₂₄のエミツタに振り分けら
れる。トランジスタQ₂₃，Q₂₄のエミツタ面積の
比をｍ：１とすると、トランジスタQ₂₃，Q₂₄の
エミツタ電流I_Ea，I_Ebはそれぞれ次式（13），（14）
が表わされる。

I_Ea＝ｍ／１＋ｍ（１−α）（１＋ａ）I_E ……(13) I_Eb＝１／１＋ｍ（１−α）（１＋ａ）I_E ……(14) また、トランジスタQ₂₃，Q₂₄のコレクタ電流
I_Ca，I_Cbはそれぞれ次式（15），（16）で表わされ
る。

I_Ca＝mα／１＋ｍ（１−α）（１＋ａ）I_E……(15) I_Cb＝α／１＋ｍ（１−α）（１＋ａ）I_E ……(16) また、トランジスタQ₂₃，Q₂₄のベース電流I_Ba，
I_Bbはそれぞれ次式（17），（18）で表わされる。

I_Ba＝ｍ／１＋ｍ（１−α）²（１＋ａ）I_E……(17) I_Bb＝１／１＋ｍ（１−ａ）²（１＋ａ）I_E……(18) したがつて、トランジスタQ₂₃，Q₂₄のベース
の合計電流I_BCは次式（19）で表わされる。

I_BC＝I_Ba＋I_Bb ＝（１−α）²（１＋ａ）I_E ……(19) この電流I_BCは前述した電流I_Aに相当する。した
がつて、トランジスタQ₃₁のベースには次式
（20）で表わされる電流I_Bが流れる。

I_B＝（１−α）³（１＋ａ）I_E ……(20) 端子２３にはこの電流I_B（15）に示す電流I_Caの
合計電流I_nが流れる。

I_n＝mα／１＋ｍ（１−α）（１＋ａ）I_E ＋（１−α）³（１＋ａ）I_E ……(21) 端子２４には式（16）に示す電流I_Cbが流れる。

このように、端子２３，２４に振り分けられた
電流は、それぞれトランジスタQ₂₁，Q₂₂のコレ
クタ電流I_C1，I_C2と合計され、入力端子１１、出
力端子１２に流れる。入力端子１１、出力端子１
２に流れる電流をI₁，I₂とすると、それぞれ次式
（22），（23）で表わされる。

I₁＝αI_E＋mα／１＋ｍ（１−α）（１＋ａ）I_E ＋（１−α）³（１＋ａ）I_E ……(22) I₂＝αaI_E＋α／１＋ｍ（１−α）（１＋ａ）I_E ……(23) 式（22），（23）より電流増幅度Αは次式（24）で
表わされる。

Ａ＝I₂／I₁＝｛aα＋α／１＋ｍ（１−α）（１＋ａ
）｝I_E／｛α＋mα／１＋ｍ（１−α）（１＋ａ）＋（
１−α）³（１＋ａ）｝I_E ＝aα＋（１＋ａ）（１−α）１／１＋ｍα／α＋
（１＋ａ）（１−α）｛（１−１／１＋ｍ）α＋（１−
α）²｝ ＝aα＋（１＋ａ）＋（１−α）K_nα／α＋（１＋
ａ）＋（１−α）｛（１−K_n）α＋（１−α）²｝……(
24) 式（24）に従つて、K_nをパラメータとして電
流増幅率βと電流増幅度Αの関係を求めると、第
９図のようになる。但し、第９図はａ＝１の場合
について示す。第９図に於いて、特性曲線ｂ〜ｄ
は先の第５図の回路によるものであり、第６図に
示す特性曲線ｂ〜ｄと同じである。特性曲線ｅ，
ｆは第８図の回路によるものであり、それぞれ
K_nが0.5，0.55に設定された場合を示す。図示の
如く、第８図の回路によれば、電流増幅率βが非
常に小さくなるまで、電流増幅度Αのばらつきを
抑えることができる。そして、特に、K_n＝0.5に
設定すると、電流増幅度Αを理想値１とほとんど
同じにすることができる。電流増幅度Αがばらつ
き始めるときの電流増幅率βの限界値は約４であ
る。この値は、第５図の回路に於ける限界値８よ
りも約４小さい。このように第８図の回路によれ
ば、電流増幅率βが変動しても電流増幅度Αが変
動しない領域が第５図の回路よりも大幅に拡張さ
れる。

ここで、特性曲線ｄとｆについて、電流増幅度
Αの変動具合を比較してみる。特性曲線ｄは、前
述の如く電流増幅率βが20〜２の範囲で変動する
ものとすると、電流増幅度Αはβ＝20を基準とし
て約10％の範囲内で変動する。一方、特性曲線ｆ
では、β＝20のとき、電流増幅度Αは1.009であ
り、β＝２のとき0.97である。また、この特性曲
線ｆはβ＝５〜６付近でピークを持ち、電流増幅
度Αは1.019となる。β＝20のときの電流増幅度
Αを基準に考えると、β＝２のときは電流増幅度
Αは約3.8％減少し、β＝５〜６のとき約１％増
加する。したがつて、電流増幅率βが20〜２の範
囲内で変動するものとした場合、電流増幅度は約
4.8％の範囲内で変動する。このばらつきの幅は
特性曲線ｄに於けるばらつきの幅の約1/2となつ
ている。

さらにこの発明では、βが小さい領域でばらつ
いても電流増幅度の変動しない範囲をさらに拡張
きるような増幅度（ａが１でない）となるように
している。

第１０図はａ≠１の場合の特性図である。図に
於いて、特性曲線ｇ，ｈは第５図の回路によるも
のであり、特性曲線ｉ，ｊは第８図の回路による
ものである。このうち、特性曲線ｇ，ｉはａ＝５
の場合を示し、特性曲線ｈ，ｊはａ＝２の場合を
示す。また、特性曲線ｇ〜ｊに於いて、K_nはそ
れぞれ、0.9，0.8，0.9，0.75に設定されている。
なお、第１０図に於いては、ａ＝２及びａ＝５の
場合について、電流増幅率βの変動に対する電流
増幅度Αの変動具合を比較したものである。

第１０図に示す如く、ａ≠１の場合に於いて
は、電流増幅度Αが変動しない領域を第８図の回
路によれば第５図の回路よりも大幅に拡張でき
る。ここで、第９図の特性曲線ｆ（ａ＝１の場合）
と、第１０図の特性曲線ｊ（ａ＝２の場合）とを
比較してみると、第１０図の特性曲線ｊのほうが
改善されていることがわかる。βが２〜20の範囲
で変動したときの電流増幅度は、ｆの場合が4.8
％の範囲で変動するのに対して、ｊの場合は4.5
％になつている。

また、電流増幅度Αの変動具合を、例えば、特
性曲線ｈとｊ（いずれもａ＝２である）について
比較してみると次のようになる。特性曲線ｈで
は、電流増幅率βが20〜２の範囲で変動するもの
とした場合、電流増幅度Αは、β＝20のところを
基準とした場合、約19％の範囲内で変動する。一
方、特性曲線ｊでは、同様に考えた場合、約4.5
％の範囲内で変動する。この値は特性曲線ｈの場
合の約1/5にすぎない。

このように、この実施例によれば、簡単な構成
により、電流増幅率βが変動しても、電流増幅度
Αが変動しないような領域を大幅に拡張すること
ができる。

なお、第８図に示すトランジスタQ₂₃，Q₂₄は、
例えば、第１１図に示すようにダブルコレクター
のトランジスタQ₃₂を用いて一体的に構成しても
よいことは勿論である。この場合、第８図の回路
では、トランジスタQ₂₃，Q₂₄のエミツタ面積の
比を変えて、端子２３，２４に流れる電流量を制
御していたが、第１１図の回路では、コレクタ
C₁，C₂の面積の比を変えることにより、上記電
流量を制御することができる。

〔発明の効果〕

このようにこの発明によれば、簡単な構成によ
り、電流増幅率が小さい領域でばらついたとして
も、電流増幅度が変動しない領域を拡張すること
ができる。カレントミラー回路を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のカレントミラー回路の一例を示
す回路図、第２図は同じく他の例を示す回路図、
第３図は第２図に示す回路に於ける電流増幅率β
と電流増幅度Αとの関係を示す特性図、第４図は
従来のカレントミラー回路の問題を解消する為に
考えられる回路を示す回路図、第５図は第４図の
具体的構成の一例を示す回路図、第６図は第５図
の回路に於ける電流増幅率と電流増幅度との関係
を第２図に示すものと比較して示す特性図、第７
図は第５図の回路の問題を解消する為に考えられ
る回路を示す回路図、第８図はこの発明に係るカ
レントミラー回路の一実施例を示す回路図、第９
図は第８図の回路に於ける電流増幅率と電流増幅
度との関係を第５図のものと比較して示す特性図
で特に電流増幅度が１の場合を示す特性図、第１
０図は第９図と同じ特性図で特に電流増幅度が１
以外の場合を示す特性図、第１１図はこの発明の
他の実施例を示す回路図である。 Q₂₁〜Q₂₄，Q₃₁，Q₃₂……トランジスタ、１０
……電源側端子、１１……入力端子、１２……出
力端子、２２，２３，２４……端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ エミツタが第１の基準電位端側に接続され、
   ベースが共通接続された第１，第２のトランジス
   タと、 エミツタが前記第１，第２のトランジスタのベ
   ースに接続され、コレクタがそれぞれ前記第１，
   第２のトランジスタのコレクタに接続された第
   ３，第４のトランジスタと、 エミツタが前記第３，第４のトランジスタのベ
   ースの共通接続点に接続され、コレクタが第２の
   基準電位端側に接続され、ベースが前記第３のト
   ランジスタのコレクタに接続された第５のトラン
   ジスタとを具備し、 前記第１，第３のトランジスタのコレクタに接
   続された入力端子と前記第２，第４のトランジス
   タのコレクタに接続された出力端子とを具備し、
   前記入力端子の入力電源と前記出力端子にあらわ
   れる出力電流との比（電流増幅度）が各トランジ
   スタの電流増幅率βの変動に対して前記第１，第
   ２のトランジスタのエミツタ電流比で決まる電流
   増幅度に近い一定の範囲に治まるように前記第
   ３，第４のトランジスタのエミツタ電流比をｍ：
   １（０＜ｍ＜１）に設定したことを特徴とするカ
   レントミラー回路。 ２ 前記第３，第４のトランジスタをダブルコレ
   クタのトランジスタによつて一体的に構成したこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のカレ
   ントミラー回路。