JPH05932B2

JPH05932B2 -

Info

Publication number: JPH05932B2
Application number: JP60167714A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-07-31
Filing date: 1985-07-31
Publication date: 1993-01-07
Also published as: JPS6231338A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、複数台の循環電流式サイクロコンバ
ータの並列運転装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

サイクロコンバータは、一定周波数の交流電力
を他の異なる周波数の交流電力に直接変換するも
ので、交流電動機駆動の可変電圧可変周波数電源
等に広く使われている。特に循環電流式サイクロ
コンバータは、出力周波数₀の上限値を高くとれ
る（入力周波数₁以上の運転も可能）ことが知ら
れており（特開昭60−28772号公報）、その適用範
囲はますます拡大されつつある。

一方、サイクロコンバータは、その構成素子た
るサイリスタを電源電圧によつて転流させるた
め、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。
またその無効電力は負荷側の周波数に同期して常
に変動している。このため電源系統設備の容量を
増大させるだけでなく、同一系統に接続された電
気機器に種々の悪影響を及ぼしている。

これに対して、特公昭59−14988号公報ではサ
イクロコンバータの受電端に進相コンデンサを接
続し、該サイクロコンバータの遅れ無効電力と、
該進相コンデンサの進み無効電力が互いに打消し
合うように上記サイクロコンバータの循環電流を
制御して、電源側から見た基本波力率が常に１に
なるようにしている。

〔従来技術の問題点〕

第１０図は、従来の複数台のサイクロコンバー
タ並列運転装置の構成図を示す。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、SW_A，
SW_Bは主開閉器、CAP−Ａ，CAP−Ｂは進相コ
ンデンサ、CC−Ａ，CC−Ｂは３相−３相変換の
循環電流式サイクロコンバータ、M_A，M_Bは交流
電動機、CT_S1，CT_S2は変流器、PT_S1，PT_S2は変
成器、VAR₁，VAR₂は無効電力演算回路、C_Q1，
C_Q2は比較器、HQ₁HQ₂は無効電力制御補償回路、
ACR_A，ACR_Bは循環電流制御回路、ALR_A，
ALR_Bは負荷電流制御回路、PHC−Ａ，PHC−
Ｂは位相制御回路である。

負荷電流制御回路ALR_Aは、交流電動機M_Aに
供給する電流（負荷電流）を検出し、それが指令
値に一致するように位相制御回路PHC−Ａを介
して、サイクロコンバータCC−Ａの出力電圧を
調整する。

循環電流制御回路ACR_Aは、サイクロコンバー
タCC−Ａの内部で循環する電流を検出し、それ
が指令値に一致するように位相制御回路PHC−
Ａを介して、サイクロコンバータCC−Ａの正群、
負群コンバータの差電圧（直流リアクトルに印加
される電圧）を制御する。

サイクロコンバータCC−Ａの受電端には進相
コンデンサCAP−Ａが接続されており、当該進
相コンデンサCAP−Ａの進み電流I_eapを含めた入
力電流I_SAの無効電流成分I_Q（無効電力Q_Aに比例す
る）を検出しそれが零になるように前記循環電流
制御回路ACR_Aに循環電流指令値I^* _OAを与えてい
る。

サイクロコンバータCC−Ｂを同様に構成され、
やはり受電端の無効電力Q_Bが零になるように循
環電流I_OBを制御している。

このような従来のサイクロコンバータの並列運
転装置は次のような問題点があつた。

進相コンデンサは各サイクロコンバータ毎に
分割して設置しなければならず、配線が複雑に
なり、設置面積も大きくなるきらいがある。

事故等により、サイクロコンバータの中の１
台ないしは数台がゲートしや断された場合、当
該サイクロコンバータの受電端に接続されてい
る進相コンデンサによつて全体の無効電力は進
みとなり、電源電圧の上昇を招く危険がある。

各サイクロコンバータの受電端に接続される
進相コンデンサの容量は各サイクロコンバータ
が最大負荷を取つたとき（遅れ無効電力が最大
になつたとき）に受電端の力率が１になるよう
に設計される。すなわち、他のサイクロコンバ
ータの運転モードに関係なく、自己のサイクロ
コンバータの遅れ無効電力の最大値を打ち消す
だけの進み無効電力をとるように進相コンデン
サ容量を決定してしまうため、全体から見た場
合、むだな容量の進相コンデンサまでも用意し
てしまう欠点があつた。

進相コンデンサの容量が増大するということ
は、電源トランスや変換器（コンバータ）等の
容量も増大するということで、特に軽負荷時、
むだな循環電流を流すことにより、効率の悪い
運転をよぎなくされていた。

また、前記進相コンデンサの容量を各サイク
ロコンバータが定格負荷で運転されるとき受電
端の力率が１になるように選定した場合、過負
荷運転時には、サイクロコンバータの循環電流
指令値は負の値となり、結果的に循環電流が零
で運転される。このため、サイクロコンバータ
は非循環電流式サイクロコンバータの動作とな
り、出力電流の波形歪みが増大し、しいては、
出力周波数の上限値を低下せざるを得なくな
る。

〔発明の目的〕

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもの
で、受電端に接続すべき進相コンデンサの容量を
低減させ、軽負過運転時の運転効率の向上を図
り、過負荷運転時においても循環電流式サイクロ
コンバータの特性を維持し、かつ、サイクロコン
バータの容量の低減を図つたサイクロコンバータ
の並列運転装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するために本発明では、複数台
の循環電流式サイクロコンバータの共通の受電端
に一括して進相コンデンサを接続し、装置全体の
無効電力を制御するように各サイクロコンバータ
に循環電流指令値を与えている。このとき、進相
コンデンサはシステム全体の運転モードを考慮し
最適値を用意する。これによつて、進相コンデン
サの容量を低減させ、システム全体として無駄な
循環電流を流すことがなくなり効率の良い運転が
可能となる。

また過負荷運転によりサイクロコンバータ全体
の遅れ無効電力の和が、前記進相コンデンサの容
量を越えてしまう場合、受電端の力率に関係な
く、前記各サイクロコンバータに与える循環電流
指令値を零にならない程度の一定値に保つことに
より、当該各サイクロコンバータは常に循環電流
式サイクロコンバータの特性を失うことなく運転
することが可能となる。

さらに、軽負荷運転において各サイクロコンバ
ータに流すべき循環電流が増大した場合、当該循
環電流指令値の大きさに応じて進相コンデンサの
投入段数を減らし、運転効率の向上を図ることが
可能となる。

さらにまた、各サイクロコンバータが軽負荷あ
るいは過負荷等別々に運転されている場合、負荷
が軽いサイクロコンバータに多くの循環電流を流
し、負荷が重いサイクロコンバータには、少ない
循環電流を流すように配分制御することにより、
変換器の電流容量の増大を防止することが可能と
なる。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の複数台のサイクロコンバータ
並列運転装置の実施例を示す構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAPは
進相コンデンサ、SW_A，SW_B，SW_C，SW_Dは主
開閉器、CC−Ａ，CC−Ｂ，CC−Ｃ，CC−Ｄは
３相−３相変換の循環電流式サイクロコンバー
タ、M_A，M_B，M_C，M_Dは交流電動機、CT_Sは変
流器、PT_Sは変成器、VARは無効電力演算回路、
C_Qは比較器、HQは無効電力制御補償回路、DST
は分配回路、ACR_A，ACR_B，ACR_C，ACR_Dは循
環電流制御回路、ALR_A，ALR_B，ALR_C，ALR_D
は負荷電流制御回路、PHC−Ａ，PHC−Ｂ，
PHC−Ｃ，PHC−Ｄは位相制御回路、Ｃ−SEL
は進相コンデンサ切換え制御回路である。

まず、循環電流式サイクロコンバータCC−Ａ
の動作説明を行う。

第２図は循環電流式サイクロコンバータCC−
Ａと交流電動機M_Aの主回路構成図の一例を示す。
図中、TrU，TrV，TrWは電源トランス、CC−
Ｕ，CC−Ｖ，CC−ＷはＵ相、Ｖ相、Ｗ相のサイ
クロコンバータ、M_Aは交流電動機の電機子、Ｕ
はＵ相電機子巻線、ＶはＶ相電機子巻線、ＷはＷ
相電機子巻線である。Ｕ相のサイクロコンバータ
CC−Ｕは正群コンバータSSP、負群コンバータ
SSN及び直流リアクトルL₀₁，L₀₂から構成されて
いる。

第３図は、第２図のサイクロコンバータの制御
回路構成図の一例を示す。図中、LIMはリミツ
ト回路、AD₁〜AD₉は加算器、C₁〜C₆は比較器、
G_OU，G_OV，G_OWは循環電流制御補償回路、G_LU，
G_LV，G_LWは負荷電流制御補償回路、IOA₁〜IOA₃
は反転増幅器、PHP_U，PHN_U，PHP_V，PHN_V，
PHP_W，PHN_Wは位相制御回路である。

以下、第２図及び第３図の構成図を参照しなが
らサイクロコンバータCC−Ａの動作説明を行う。

サイクロコンバータCC−Ａは３相交流を直接
別の周波数の３相交流に変換するもので、Ｕ相サ
イクロコンバータCC−Ｕ、Ｖ相サイクロコンバ
ータCC−Ｖ、Ｗ相サイクロコンバータCC−Ｗに
分けることができる。

まず、Ｕ相サイクロコンバータの負荷電流制御
及び循環電流制御の動作説明を行う。

負荷電流I_Uは次のように制御される。

電流検出器CT_Uにより負荷電流I_Uを検出し、第
３図の比較器C₁に入力する。比較器C₁は負荷電
流指令値I_Uと上記負荷電流検出値I_Uを比較し、偏
差ε_U＝I^* _U−I_Uを出力する。当該偏差ε_Uは、次の制
御補償回路G_LUに入力され、比例増幅される（制
御応答を改善するために微分あるいは積分要素が
使われることもある）。この比例定数をK_Uとす
る。制御補償回路G_LUの出力K_U・ε_Uは加算器AD₁
を介して正群コンバータSSPの位相制御回路
PHP_Uに入力され、かつ、反転増幅器IOA₁を介
して−K_U・ε_Uとなつた信号は加算器AD₂を介し
て負群コンバータSSNの位相制御回路PHN_Uに入
力される。

正群コンバータSSPは上記位相制御回路PHP_U
の入力v〓_P＝K_U・ε_Uに比例した電圧V_Pを第２図の
矢印方向に発生させる。同様に負群コンバータ
SSNは位相制御回路PHN_Uの入力信号v〓_Nに比例
した電圧を図の矢印方向に発生させる。

ここで循環電流制御回路からの出力信号が十分
小さいものとして考えると v〓_N＝−K_U・ε_U＝−v〓_P となる。故に負群コンバータSSNの点孤位相角
α_NUは、正群コンバータSSPの点孤位相角α_PUに対
して、 α_NU＝180゜−α_PU の関係を有する。

すなわち、正群コンバータSSPが第２図の矢印
方向に正電圧V_Pを発生している場合、負群コン
バータSSNの出力電圧V_Nは負電圧を発生させ V_P＝−V_N となつて、直流リアクトルの中間端子点で電圧が
つり合う。

故に負荷Ｕには（V_F＝V_N）／２＝K_CP・（v〓_P−v〓_N）／２＝K_C・K_U・
ε_U K_Cは変換定数が印加される。

I^* _U＞I_Uの場合、偏差ε_Uは正の値となり、負荷Ｕ
に印加される電圧V_U＝K_C・K_U・ε_Uが正の値とな
つて、負荷電流I_Uを増大させ、I_U≒I^* _Uとなつて落
ち着く。逆にI^* _U＜I_Uとなつた場合偏差ε_Uは負の値
となり、Ｕ相出力電圧V_Uも負の値となつて負荷
電流I_Uを減少させ、やはり最終的にI_U≒I^* _Uとなつ
て落ち着く。

負荷電流指令値I^* _Uを正弦波状に変化させれば、
実電流I_Uもそれに追従して制御され、負荷Ｕに正
弦波電流を供給することができる。

次にＵ相サイクロコンバータの循環電流制御の
動作を説明する。

電流検出器CT_P及びCT_Nによつて正群コンバー
タSSPの出力電流I_P及び負群コンバータSSNの出
力電流I_Nを検出し、次の演算を行うことによりＵ
相サイクロコンバータの循環電流I_OUを求める。

I_OU＝（I_P＋I_N−｜I_U｜）／２ここで｜I_U｜は負荷電流I_Uの検出値の絶対値を
意味する。

このようにして求めた循環電流I_OUは第３図の
比較器C₂に入力され、その指令値I^* _OUと比較され
る。偏差ε_OU＝I^* _OU＋I_OUは制御補償回路G_OU（比例要
素K_OUとする）を介して加算器AD₁及びAD₂に入
力される。

従つて、位相制御回路PHP_U及びPHN_Uへの入
力v〓_P及びα〓_Nは各々次のようになる。

v〓_P＝K_U・ε_U＋K_OU・ε_OU v〓_N＝−K_U・ε_U＋K_OU・ε_OU 故に、α_NU＝180゜−α_PUの関係はくずれ、K_OU・
ε_OUに比例した分だけ正群コンバータSSPの出力
電圧V_Pと負群コンバータSSNの出力電圧−V_Nと
が不平衡になる。直流リアクトルL₀₁，L₀₂には、 V_P＋V_N＝K_C（v〓_P＋v〓_N＝K_C・K_OU・ε_OU が印加され、循環電流I_OUが流れる。

I^* _OU＞I_OUの場合、偏差ε_OUは正の値となり、循環
電流I_OUを増加させる。逆に、I^* _OU＜I_OUとなつた場
合、偏差ε_OUは負の値となり、直流リアクトル
L₀₁，L₀₂に印加される電圧V_P＋V_Nを負の値にし
て、I_OUを減少させる。最終的にI^* _OU≒I_OUとなつて
落ち着く。

Ｖ相、Ｗ相のサイクロコンバータの負荷電流
I_V，I_W及び循環電流I_OV，I_OWも同様に制御される。

他のサイクロコンバータCC−Ｂ，CC−Ｃ，
CC−Ｄも同様に制御される。

次に第１図の装置の受電端の無効電力制御の動
作説明を行なう。

まず、装置全体の受電端の無効電力Q_Tを検出
する。第１図の３相電流検出器CT_S及び３相電圧
検出器PT_Sによつて受電端の電流、電圧を検出
し、無効電力演算回路VARに入力する。VARで
は３相検出電圧を90゜だけ位相をずらし、その値
各相検出電流を乗ずる。そして、３相分加え端も
のが受電たの無効電力検出値（瞬時値）Q_Tとな
る。

上記無効電力検出値Q_Tとその指令値Q^* _Tを比較
器C_Qに入力し、その偏差ε_Q＝Q^* _T−Q_Tを求める。
当該偏差ε_Qを次の制御補償回路HQに入力し比例
増幅あるいは積分増幅を行う。HQの出力I^* _Tが、
サイクロコンバータ全体の術環電流指令値となる
のであるが、各サイクロコンバータには分配回路
DSTを介して、循環電流指令I^* _OA，I^* _OB，I^* _OC，I^* _ODが
与えられる。分配回路DSTの説明は後で行う。
ここでは、I^* _OA＝I^* _OB＝I^* _OC＝I^* _OD＝I^* _OTとして説明す
る。

サイクロコンバータCC−Ａには循環電流指令
I^* _OAが与えられる。I^* _OAは第３図のリミツタ回路
LIMに入力され、新しい指令値I^* _OA′に変換され
る。第４図は、リミツタ回路LIMの入出特性図
を示すもので、入力I^* _OA０のとき、出力I^* _OA′＝０
となり、また、入力I^* _OAI_O(nax)のとき出力I^* _OA′＝
I_O(nax)となる。その中間範囲、すなわち、０＜I^* _OA
＜I_O(nax)では、I^* _OA′＝I_OAとなる。

リミツタ回路LIMの出力I^* _OA′は、加算AD₃，
AD₆，AD₉に入力され、各々、最小循環電流指令
値I^* _OOと加え合わされる。故にＵ相サイクロコン
バータの循環電流指令値I^* _OUとしては、次の値と
なる。

I^* _OU＝I^* _OA′＋I^* _OO Ｖ相、Ｗ相も同様の循環電流指令値I^* _OV及びI^* _OW
が与えられる。

また、他のサイクロコンバータCC−Ｂ，CC−
Ｃ，CC−Ｄにも同様の循環電流指令値I^* _OB，I^* _OC，
I^* _ODが与えられ、同様にリミツタ回路を介して、
新しい指令値I^* _OB′，I^* _OC′，I^* _OD′に変換され、最小
循
環電流指令値I^* _ODと加え合わされて、個々の循環
電流指令値となつて与えられる。

受電端の無効電力の検出値（遅れを正とする）
Q_Tがその指令値Q^* _Tより小さい場合、偏差ε_Q＝Q^* _T
−Q_Tが正の値となり制御補償回路HQの出力I^* _OTを
増加させる。故に各サイクロコンバータに与えら
れる循環電流指令値I^* _OA，I^* _OB，I^* _OC，I^* _ODも増大し、
実循環電流を増加させる。

サイクロコンバータの循環電流が増加すれば、
受電端の遅れ無効電力Q_Tが増大し、最終的にQ_T
＝Q^* _Tとなる。

逆に、Q^* _T＜Q_Tとなつた場合、偏差ε_Qは負の値
となり、各サイクロコンバータの循環電流を減ら
して、Q_Tを減少させる。結果的にQ_T＝Q^* _Tとなる
ように制御される。

偏差ε_Qが負の値で大きくなつた場合、制御補償
回路HQの出力I^* _OTは負の値になる。故に、各サイ
クコンバータに与えられる循環電流指令値I^* _OA，
I^* _OB，I^* _OC，I^* _ODも負の値になる。

しかし、リミツタ回路LIMの出力I^* _OA′は負には
ならずI^* _OA′＝０となる。故にサイクロコンバータ
CC−ＡのＵ相サイクロコンバータには、循環電
流指令としてI^* _OU＝I^* _OA′＋I^* _OO＝I^* _OOが与えられ最小
限の循環電流I_OU≒I^* _OOが流れ続ける。Ｖ相、Ｗ相
も同様である。

さらに他のサイクロコンバータCC−Ｂ，CC−
Ｃ，CC−Ｄも同様に最小限の循環電流が流れ続
ける。

すなわち、循環電流はとぎれることがないの
で、循環電流式サイクロコンバータの特性を維持
できる。

第５図は第１図の装置の運転モードの一例を示
したもので、第５図ａにおいて、Q_eap＝一定は進
相コンデンサCAPがとる進み無効電力、Q_CCLは
サイクロコンバータ全体がとる遅れ無効電力で循
環電流を最小値I_OOだけ流している場合の無効電
力、第５図ｂに示すQ_Tは装置全体の受電端の無
効電力、第５図ｃのI^* _OA′＋I^* _OOはサイクロコンバー
タCC−Ａの循環電流指令値である。

Q_CCL＜Q_eapの場合、各サイクロコンバータの循
環電流を流すことにより、Q_T＝０とすることが
できる。

Q_CCL＞Q_eapとなつた場合、例えばいくつかのサ
イクロコンバータが同時に過負荷運転された場
合、前述のように各サイクロコンバータの循環電
流は最小値I^* _OOに制御される。この結果、受電端
の無効電力Q_Tは遅れとなり、力率＝１の条件は
満たさなくなる。

従つて、上記のような過負荷運転がひんぱんに
発生するときには、当該過負荷運転に見合うだけ
の進相コンデンサCAPを用意する必要がある。

しかし、一般には定格運転以下で長時間運転さ
れ、一時的に過負荷運転が必要になる場合が多
い。特に、何台かのサイクロコンバータを並列運
転する場合、上記過負荷運転が重なることはまれ
である。

Q_CCL＞Q_eapとなつた場合、Q_Tは遅れとなるが、
時間的に短く、割合も小さいので電源系統への悪
影響は少ない。

全てのサイクロコンバータが同時に過負荷運転
されることは非常にまれである。第５図ａの
Q_CCL(nax)は全てのサイクロコンバータが同時に過
負荷運転されたときの遅れ無効電力値を示す。従
来の運転方式では進相コンデンサの全体の進み無
効電力Q_eapはQ_CCL(nax)を打ち消すだけ用意されて
いた。故に進相コンデンサ容量が大きくなるだけ
でなく、サイクロコンバータに流す循環電流も大
きくなり、その分変換器や電源トランス及び直流
リアクトル等の容量も大きなものが必要であつ
た。

これに対し、本発明装置では、サイクロコンバ
ータ全体の運転モードを考えて進相コンデンサの
容量を決定することができ、その容量は必要最小
限用意されているので、かなりの低減効果が期待
できる。しかもQ_CCLの値がQ_eapの値より大きくな
つた場合でも、各サイクロコンバータには、最小
の循環電流が流れるように制御されており、循環
電流式サイクロコンバータの特性を失うことなく
連続して運転できる。故に出力周波数の上限値も
高くとることができ、かつ、波形歪みの少ない正
弦波電流を負荷に供給することができる。

第６図は第１図の装置の分配回路DSTの実施
例を示す構成図である。

図中、ABS₁〜ABS₄は絶対値回路、OA₁〜
OA₄は演算増幅器、A₁〜A₄は加減算器、ML₁〜
ML₄は乗算器、AS₁〜AS₄はアナログスイツチ回
路である。

分配回路DSTの入力は第１図の無効電力制御
補償回路HQの出力I^* _OTと、各サイクロコンバータ
CC−Ａ，CC−Ｂ，CC−Ｃ及びCC−Ｄに与えら
れる負荷電流指令の波高値I^* _nA，I^* _nB，I^* _nC，I^* _nDで
ある。すなわち、サイクロコンバータCC−Ａの
Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の負荷電流指令値は、次式のよ
うに与えられている。

I^* _U＝I^* _nA・sinωt I^* _V＝I^* _nA・sin（ωt−2π／３） I^* _W＝I^* _nA・sin（ωt＋2π／３）ただし、ωは出力角周波数である。

サイクロコンバータCC−Ａに与えられる循環
電流指令I^* _OAは次のようになる。

負荷電流指令の波高値I^* _nAは絶対値回路ABS₁に
入力され、｜I^* _nA｜となる。次に演算増幅器OA₁を
介して、（１／1_MA）倍され、加減算器A₁によつ
て、１−（｜I^* _nA｜／I_MA）が出力される。

これを乗算器ML₁に入力し、前述の無効電力
制御補償回路HQの出力信号I^* _OTと掛け合わせ、循
環電流指令I^* _OAとして、 I^* _OA＝I^* _OT×（１−｜I^*／_nA｜／I_MA）が与えられる。

ここで、I_MAは負荷電流指令の波高値I^* _MAの最大
値もしくは、その値より少し大きな値に選ぶ。

他のサイクロコンバータCC−Ｂ，CC−Ｃ，
CC−Ｄの循環電流指令I^* _OB，I^* _OC，I^* _ODも各々次のよ
うに与えられる。

I^* _OB＝I^* _OT×（１−｜I^*／_nB｜／I_MB） I^* _OC＝I^* _OT×（１−｜I^*／_nC｜／I_MC） I^* _OD＝I^* _OT×（１−｜I^*／_nD｜／I_MD）故に例えば、CC−Ａが軽負荷で、他のサイク
ロコンバータが重負荷の場合、｜I^* _nA｜はI_MAより
かなり小さくなり、I^* _OAは大きく与えられる。他
のサイクロコンバータの負荷電流波高値は、｜I^* _nB
｜≒I_MB、｜I^* _nC｜≒I_MC、｜I^* _nD｜＝I_MDとなり、その
結果I^* _OB，I^* _OC，I^* _ODは小さな値となる。

すなわち、軽負荷のサイクロコンバータには循
環電流を多く流し、重負荷のサイクロコンバータ
には、少ない循環電流を流すことによつて、全体
の無効電力Q_Tを制御している。従つて重負荷の
サイクロコンバータには小さな循環電流を流すだ
けで済み変換器の電流容量が増大するのを防ぐこ
とができる。

アナログスイツチAS₁〜AS₄は、各サイクロコ
ンバータが運転を停止する場合、すなわち、ゲー
トしや断された場合、循環電流指令I^* _OA，I^* _OB，I^* _OC，
I^* _ODを個々に零に設定するためのものである。

第７図は、受電端に接続される進相コンデンサ
CAPを多段に分割し、開閉器MC₁，MC₂，…に
よつて、投入段数を切換えられるようにしたもの
である。CAP₁，CAP₂，…は、３相の進相コン
デンサである。

第８図は、第７図の開閉器MC₁，MC₂，…を
制御する切換え制御回路の実施例を示す構成図で
ある。図中、HYSはヒステリシス回路、MM₁，
MM₂はモノマルチ回路、CNはアツプ・ダウンカ
ウンタ、SELECTは選択回路である。

まず、ヒステリシス回路HYSに第１図の装置
の無効電力制御補償回路HQの出力信号I^* _OTが入力
される。I^* _OTが増大し、ヒステリシスの上限値ａ
点を越えると、立上りパルスを発生し、モノマル
チMM₁をたたく。MM₁の出力信号によつて、カ
ウンタCNの計数値を１つだけ増加させ、その結
果、選択回路SELECTを介して、進相コンデン
サCAPの投入段数を１段減少させる。CAPの容
量が減ると、受電端の無効電力Q_Tは遅れとなり、
上記HQの出力信号I^* _OTを減少させる。しかし、ヒ
ステリシス回路HYSの下限値ｂ点には達しない
程度にCAPの減少容量を決定する。

逆に、サイクロコンバータが重負荷になり、
I^* _OTが減少しヒステリシスの下限値（ｂ点）以下
になつた場合、モノマルチMM₂に立下りパルス
を送り、カウンタCNの計数値を１つだけ減ら
す。そして、選択回路SELECTを介して進相コ
ンデンサCAPの投入段数を１段増加させる。

第９図は、進相コンデンサCAPを４段に分割
した場合のカウンタCNの計数値と、投入される
開閉器MC₁〜MC₄の段数の関係を表わしている。

このように、循環電流指令値I^* _OTの大きさに応
じて、進相コンデンサCAPの投入段数を制御す
ることにより、特に軽負荷時の各サイクロコンバ
ータに流れる循環電流の値が小さくなく、変換器
はもちろんのこと、電源トランスや直流リアクト
ルの損失が減少し、システム全体の運転効率を向
上させることができる。

尚、本発明は、三角結線式の循環電流式サイク
ロコンバータ（特開昭58−60328）を用いても同
様にできることはいうまでもない。

また、複数台のサイクロコンバータの中に非循
環電流式サイクロコンバータが含まれていても同
様に運転可能である。

〔発明の効果〕

以上のように本発明装置では、複数台の循環電
流式サイクロコンバータの共通の受電端に一括し
て進相コンデンサを接続し、装置全体の無効電力
を制御するように各サイクロコンバータに循環電
流指令値を与えている。このとき、進相コンデン
サはシステム全体の運転モードを考慮し、最適値
を用意する。これによつて進相コンデンサの容量
を低減させ、システム全体として無駄な循環電流
を流すことがなくなり、効率の良い運転が可能と
なる。

また、過負荷運転によりサイクロコンバータ全
体の遅れ無効電力の和が、前記進相コンデンサの
容量を越えてしまう場合、受電端の力率に関係な
く、前記各サイクロコンバータに与える循環電流
指令値を零にならない程度の一定値に保つことに
より、当該各サイクロコンバータは常に循環電流
式サイクロコンバータの特性を失うことなく、運
転することが可能となる。

さらに、軽負荷運転において、各サイクロコン
バータに流すべき循環電流が増大した場合、当該
循環電流指令値の大きさに応じて進相コンデンサ
の投入段数を減らし、運転効率の向上を図ること
ができる。

さらにまた、各サイクロコンバータが軽負荷あ
るいは重負荷等別々に運転されている場合、負荷
が軽いサイクロコンバータに多くの循環電流を流
し、負荷が重いサイクロコンバータには少ない循
環電流を流すように配分制御することにより、変
換器の電流容量の増大を防止することが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のサイクロコンバータ並列運
転装置の実施例を示す構成図、第２図は第１図の
装置のサイクロコンバータの主回路の実施例を示
す構成図、第３図は第２図のサイクロコンバータ
の制御回路部の実施例を示す構成図、第４図は第
３図の回路の動作を説明するための特性図、第５
図は第１図の装置の動作を説明するための運転モ
ード図、第６図は第１図の装置の分配回路の実施
例を示す構成図、第７図は第１図の装置の進相コ
ンデンサの主回路の実施例を示す構成図、第８図
は第１図の装置の進相コンデンサの切換え制御回
路の実施例を示す構成図、第９図は第８図の回路
の動作説明図、第１０図は従来の複数台のサイク
ロコンバータの並列運転装置の構成図である。 BUS……３相交流電源の電線路、CAP……進
相コンデンサ、SW_A，SW_D……主開閉器、CC−
Ａ〜CC−Ｄ……循環電流式サイクロコンバータ、
M_A〜M_D……交流電動機（負荷）、CT_S……変流
器、PT_S……変成器、VAR……無効電力演算回
路、O_Q……比較器、HQ……無効電力制御補償回
路、DST……分配回路、ACR_A〜ACR_D……循環
電流制御回路、ALR_A〜ALR_D……負荷電流制御
回路、PHC−Ａ〜PHC−Ｄ……位相制御回路、
Ｃ−SEL……進相コンデンサ切換え制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】１交流電源と、当該交流電源に並列接続された
複数台の循環電流式サイクロコンバータと、当該
各サイクロコンバータから電力供給を受ける複数
台の負荷と、前記交流電源の受電端に一括して接
続された進相コンデンサと、前記各サイクロコン
バータの出力電流（負荷電流）を制御する手段
と、前記各サイクロコンバータの循環電流を制御
する手段と、前記交流電源の受電端の全体の無効
電力を制御するため前記各サイクロコンバータの
循環電流制御手段に循環電流指令値を与える手段
と、当該循環電流指令値がある最小値より小さく
ならないようにする手段とからなるサイクロコン
バータの並列運転装置。２前記各サイクロコンバータの循環電流制御手
段に与える循環電流指令値を当該各サイクロコン
バータの出力電流波高値の大きさに応じて配分し
て与えるようにしたことを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載のサイクロコンバータの並列運転
装置。３前記進相コンデンサを多段に分割し、前記循
環電流指令値の大きさに応じて当該進相コンデン
サの投入段数を制御したことを特徴とする特許請
求の範囲第１項又は第２項記載のサイクロコンバ
ータの並列運転装置。