JPS6231338A

JPS6231338A - サイクロコンバ−タの並列運転装置

Info

Publication number: JPS6231338A
Application number: JP60167714A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1985-07-31
Filing date: 1985-07-31
Publication date: 1987-02-10
Also published as: JPH05932B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、複数台の循環電流式サイクロコンノ（−夕の
並列運転装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

サイクロコンバータは、−４周波数の交流電力を他の異
なる周波数の又流電力１；直接変換するもので、交流電
動機駆動の可変電圧可変周波数電源等に広く使われてい
る。特に循環電流式サイクロコンバータは、出力周波数
！。の上限値を高くとれる（入力周波数１６以上の運転
も可能）ことが知られており（特開昭６０−２８７７２
号公報）、その適用範囲はますます拡大されつつある。

一方、サイクロコンバータは、その構成素子たるチイリ
スタを電源電圧によって転流させるため。

電源から多くの無効電力をとる欠点がある。またその無
効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動している。

このため電源系統設備の容量を増大させるだけでなく、
同一系統に接続された電気機器に種々の悪影響を及ぼし
ている。

これ：；対して、特公昭５９−１４９８８号公報ではサ
イクロコンバータの受電端に進相コンデンサを接続し、
該サイクロコンバータの遅れ無効電力と、該進相コンデ
ンサの進み無効電力が互いに打消し合うよう（：上記サ
イクロコンバータの循環電流を制御して、電源側から見
た基本波力率が常に１になるようにしている。

〔従来技術の問題点〕

第１０図は、従来の複数台のサイクロコンバータ並列運
転装置の構成図を示す。

図中、ＢＵ８は３相交流電源の電線路、　ＳＷム。

８　Ｗ　ｍは主開閉器、ＣＡＰ−人、ＣＡＰ−Ｂは進相
コンデンサ、ＣＣ−人、ＣＣ−Ｂは３相−３相変換の循
環電流式サイクロコンバータ、ＭＡ、　ＭＢは父流電動
機、ＣＴｌ１ｌ　＋　ＣＴｌ１２は変流器−ＰｒＢ６　
＊　ＰｒＢ２は変成器、Ｖ入ＥＬ１．ＶＡＲ２は一無効
電力演算回路、ＣＱｌ、ＣＱ２は比較器、ＨＱ＋　＊Ｈ
Ｑｔは無効電力制御補償回路、ＡＣＲＡ、人ＣＲＢは循
環電流制御回路、人ＬＲム、ＡＬＲＢは負荷電流制御回
路、ＰＨＣ−人。

ＰＨＣ−Ｂは位相制御回路である。

負荷電流制御回路ＡＬＦＬＡは、交流磁動機ＭＡに供給
する電流（負荷電流）を検出し、それが指令値に一致す
るように位相制御回路Ｐ　ＨＣ−人を介して、サイクロ
コンバータＣＣ−人の出力電圧を調整する。

循環電流制御回路ＡＣＲＡは、サイクロコンバータＣＣ
−Ａの内部で循環する磁流を検出し、それが指令値に一
致するように位相制御回路ＰＨＣ−人を介して、サイク
ロコンバータＣＣ−Ａの正群、負群コンバータの差電圧
（直流リアクトル（＝印加される電圧）を制御する。

サイクロコンバータＣＣ−人の受電端には進相コンデン
サＣＡＰ−Ａが接続されており、当該進相コンダン４）
−ＣＡＰ−人の進み電流■、１．　　を含めた入力電流
１１１Ａの無効電流成分Ｉｑ（無効電力ＱＡ（二比例す
る）を検出しそれが零になるよう（−前記循環電流制御
回路λＣＲ，に循）ＪＩ電流指令値Ｉｏムを与、ｔてい
る。

サイクロコンバータＣＣ−Ｂも同様（二構成され、やは
り受電端の無効電力Ｑｍが零（二なるよう（二循環電流
Ｉｏｎを制御している。

このような従来のサイクロコンバータの並列運転装置は
次のような問題点があった。

■　進相コンデンサは各サイクロコンバータ毎に分割し
て設置しなければならず、配線が複雑になり、設置面積
も大きくなるきらいがある。

■　事故等により、サイクロコンバータの中の１台ない
しは数台がゲートしゃ断された場合、当該サイクロコン
バータの受電端に接続されている進相コンデンｆｌ二よ
って全体の無効電力は進みとなり、電源電圧の上昇を招
く危険がある。

■　各サイクロコンバータの受電端に接続される進相コ
ンデンサの容量は各サイクロコンバータが最大負荷を取
ったとき（遅れ無効電力が最大になったとき）；二受電
端の力率が１になるように設計される。すなわち、他の
サイクロコンバータの運転モードに関係なく、自己のサ
イクロコンバータの遅れ無効電力の最大値を打ち消すだ
けの進み無効電力をとるよう１二進相コンデンサ容量を
決定してしまうため、全体から見た場合、むだな容量の
進相コンデンサまでも用意してしまう欠点があった。

■　進相コンデンサの容１が増大するということは、電
源トランスや変換器（コンバータ）等の容量も増大する
ということで、特に軽負荷時、むだな循環電流を流すこ
とにより、効率の悪い運転をよざなくされていた。

■　また、前記進相コンデンサの容量を各サイクロコン
バータが定格負荷で運転されるとき受電端の力率が１（
：なるように選定した場合、過負荷運転時には、サイク
ロコンバータの循環電流指令値は負の値となり、結果的
に循環電流が零で運転される。このため、サイクロコン
バータは非循環電流式す・ｆクロコンバータの動作とな
り、出力電流の波形歪みが増大し、しいては、出力周波
数の上限値を低下せざるを得なくなる。

〔発明の目的〕

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、受電端
に接続すべき進相コンデンサの客扱を低減させ、軽負過
運転時の運転効率の向上を因り、過負荷運転時において
も循環電流式サイクロコンバータの特性を維持し、かつ
、サイクロコンバータの容量の低減を図ったサイクロコ
ンバータの並列運転装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するために本発明では、複数台の循環電
流式サイクロコンバータの共通の受電端に一括しで進相
コンデンサを接続し、装置全体の無効電力を制御するよ
りに各サイクロコンバータに循環電流指令値を与えてい
る。このとき、進相コンデンサはシステム全体の運転モ
ードを考慮し最適値を用意する。これによって、進相コ
ンデンサの容量を低減させ、システム全体として無駄な
循環電流を流すことがなくなり効率の良い運転が可能と
なる。

また過負荷運転によりサイクロコンバータ全体の遅れ無
効電力の和が、前記進相コンデンサの容量を越えてしま
う場合、受電端の力率に関係なく、前記各サイクロコン
バータ（二与える循環電流指令値を零にならない程度の
一定値に保つこと；二より、当該各サイクロコンバータ
は常４；循環！電流式サイクロコンバータの特性を失う
ことなく運転することが可能となる。

さら（＝、軽負荷運転において各サイクロコンバータに
流すべき循環電流が増大した場合、当該循環電流指令値
の大きさに応じて進相コンデンサの投入段数を減らし、
運転効率の向上を図ることが可能となる。

さらζ：また、各サイクロコンバータが軽負荷あるいは
過負荷等別々Ｃ二運転されている場合、負荷が軽いサイ
クロコンバータ６二多くの循環電流を流し、負荷が重い
サイクロコンバータには、少ない循環電流を流すように
配分制御することζ：より、変換器の電流容量の増大を
防止することが可能となる。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の複数台のサイクロコンバータ並列運転
装置の実施例を示す構成図である。

図中、ＢＵＳは３相交流電源の電線路、ＣＡＰは進相コ
ンデンサ、ｓｗＡ、ｓｗ、、ｓｗＣ，ｓｗＤは主開閉器
、ｃｃ−ム、ＣＣ−Ｂ、ＣＣ−Ｃ，ＣＣ−Ｄは３相−３
相変換の循環電流式サイクロコンバータ、ＭＡ、　ＭＢ
、　Ｍｃ、　Ｍ、は交流電動機、Ｃで８は変流器。

ＰＴ、は変成器、ＭＡＲは無効電力演算回路、Ｃ４は比
較器、ＩＱは無効電力制御補償回路、Ｄ８Ｔは分配回路
、ムＣＲＡ、ＡＣＦＬ、、人ＣＲ，，入ＣＲＤは循環電
流制御回路、ＡＬＲ，、ＡＩＪＲ，、人ＬＲＩｃ、人Ｌ
ＲＤは負荷電流制御回路、ＰＨＣ−人、ＰＨＣ−Ｂ、Ｐ
ＨＣ−Ｃ，ＰＨＣ−Ｄは位相制御回路、Ｃ−８ＥＬは進
相コンデンサ切換え制御回路である。

まず、循環電流式サイクロコンバータＣＣ−Ａの動作説
明を行う。

第２図は循環電流式サイクロコンバータＣＣ−人と交流
電動機ＭＡの主回路構成図の一例を示す。

図中、ＴｒＵ、　Ｔｒｙ、　ＴｒＷは電源トランス、Ｃ
Ｃ−Ｕ。

ｃｃ−ｖ、ｃｃ−ｗはＵ相、Ｖ相、Ｗ相ノサイクロコン
パータ１ＭＡは交流電動機の電機子、ＵはＵ相電機子巻
線、ＶはＶ相電機子巻線、ＷはＷ相電機子巻線である。

Ｕ相のサイクロコンバータＣＣ−Ｕは正群コンバータＳ
８Ｐ、負群コンバータ８８Ｎ及び直流リアクトルＬ。１
　ｒ　ＬＯＲから構成されている。

第３図は、４２図のサイクロコンバータの制御回路構成
因の一例を示す。図中、ＬＩＭはリミッタ回路、人り、
〜人り、は加算器、ＣＩ〜Ｃ６は比較器、ＧＯＵ　、　
Ｇｏｖ　、　Ｇｏｗは循環電流制御補償回路、ＧＬυ、
　Ｇｘ、ｖ　、　ＧＬＷは負荷電流制御補償回路、ＩＯ
Ａ、〜ＩＯ人、は反転増幅器、Ｐ）ｉＰυ、ＰＨＮσ。

ＰＨＰｖ、ＰＨＮｖ、ＰＨＰｗ、ＰＨＮｗは位相制御回
路である。

以下、第２図及び第３図の構成図を参照しながらサイク
ロコンバータＣＣ−人の動作説明を行う。

サイクロコンバータＣＣ−人は３相交流を直接別の周波
数の３相交流に変換するもので、Ｕ相すイクロコンバー
タＣＣ−Ｕ％ｖ相サイすロコンバータＣＣ−Ｖ、Ｗ相す
イクロコンバータＣＣ−Ｗに分けることができる。

まず、Ｕ相すイクロコンバータの負荷電流制御及び循環
電流制御の動作説明を行う。

負荷電流Ｉυは次のように制御される。

電流検出器ＣＴＵにより負荷電流ＩＵを検出し。

第３図の比較器Ｃ３に入力する。比較器Ｃ１は負荷電流
指令値ＩＵと上記負荷電流検出値１．を比較し、偏差ε
υ＝Ｉυ−Ｘ、を出力する。当該偏差εＵは。

次の制御補償回路ＧＬυに入力され、比例増幅される（
制御応答を改善するために微分あるいは積分要素が使わ
れることもある）。この比例定数なＫＵとする。制御補
償回路ＧＬＵの出力Ｋｕ　−ｚυは加算器入Ｄ１を介し
て正群コンバータＳＡＰの位相制御回路ＰＨＰＵに入力
され、かつ、反転壜１ｉ＠器ＩＯＡ。

を介して−に、・εＵとなった信°号は加算器入り、を
介シテ負群コンバータＳＩＮの位相制御回路ＰＨＮυに
入力される。

正群コンバータｓｓｐは上記位相制御回路ＰＨＰυの入
力Ｖ４Ｐ　”’　ＫＵ・ε０に比例した電圧ｖＰを第２
図の矢印方向に発生させる。同様に負群コンバータＳＳ
Ｎは位相制御回路ＰＨＮＵの入力信号ｖａＨに比例した
電圧を図の矢印方向に発生させる。

ここで循環電流制御回路からの出力信号が十分小さいも
のとして考えるとＶｄＮ　”　−Ｋ　　’ε　＝　−ｖａｐＵ　　　　　
υ となる。故に負群コンバータＳＳＮの点弧位相角αＮＵ
は、正群コンバータＳＳＰの点弧位相角α、Ｕに対して
、 αＮσ＝１８０’−α、υ の関係を有する。

すなわち、正群コンバータＳＳＰが第２図の矢印方向に
正電圧Ｖ、を発生している場合、負群コンバータ８８Ｎ
の出力電圧ｖＮは負電圧を発生させｖ、＝、、４Ｎとなって、直流リアクトルの中間端子点で電圧がつり合
う。

故（＝負荷電（二は（’ｉｔｐ＜−Ｖｓ　）／２　＝　ＫＯＩ−・（ＹｄＰ
　　−ｖａＮ）／２＝＝＝　ＫＣｅ　ＫＵｍεＵＫｃは変換定数が印加される。

Ｉｇ）Ｉｇの場合、偏差Ｃσは正の値となり、負荷Ｕに
印加される電圧Ｖｇ　＝　Ｋｃ−Ｋｕ・ευが正の値と
なって、負荷電流ＩＵを増大させ、Ｉ（７’ｑ　Ｉ”Ｌ
Ｉとなって落ち着く。逆にＴｏ（Ｉｎ　となった場合偏
差りは負の値となり、Ｕ相出力電圧ｖＵも負の値となっ
て負荷電流Ｉυを減少させ、やはり最終的に工Ｕａ＝ｑ
ＩＵ　となって落ち着く。

負荷電流指令値Ｉｔｒを正弦波状に変化させれば、実電
流Ｉｉ、もそれに追従して制御され、負荷Ｕに正弦波電
流を供給することができる。

次にＵｔＩｆイクロコンバータの循環電流制御の動作を
説明する。

電流検出器ＣＴＰ及びｃＴＮによって正群コンバータｓ
ｓｐの出力電流ＩＰ及び負群コンバータＳＳＮの出力電
流１．を検出し、次の演算を行うことによりＵ相すイク
ロコンバータの循環電流Ｉｏｎを求める。

Ｉｏｔｒ　＝　（ＩＦ　＋ＩＮ　−Ｉ　Ｉｔｒ　Ｉ　）
／２ここで１Ｉｔｒｌは負荷電流■□の検出値の絶対値
を意味する。

このようにして求めた循環電流！。。は第３図の比較器
Ｃ！（：入力され、その指令値工。Ｕと比較される。偏
差ｅ。Ｕ＝ＩｏＵ−■。Ｕは制御補償回路Ｇ。Ｕ（比例
要素Ｋ。Ｕとする）を介して加算器ＡＤ１及び人り、に
入力される。

従って、位相制御回路ＰＨＰＵ及びＰＨＮＵへの入力Ｖ
ｇｐ及びα、は各々次のようになる。

マａｐ：’ＫＵｍεｔｊ＋ＫＯＵ’εＯＵマＣＩＮ　：
＋Ｋｕ　”　’Ｕ　＋　”ＯＬ＋　”　’ＯＵ故に、α
ＮＯ＝　１８σ−αｐｕの関係はくずれ、ＫＯＩ。

・’ＯＵに比例した分だけ正群コンバータＳｓＰの出力
電圧ｖＰと負群コンバータ８８Ｎの出力電圧−ｖＮとが
不平衡になる。直流リアクトルＬ。１＋”０２には。

ＶＰ　＋ＶＮ　＝Ｋｃ　（ｖａｐ　＋　ｖａＮ）＝Ｋｃ
・ＫＯＵ・εｏｕが印加され、循環電流■。Ｕが流れる。

本 ■。。＞Ｉｏｕの場合、偏差ε。Ｕは正の値となり。

循環電流Ｉ。Ｕを増加させる。逆（二、ＩｏＵ＜１０゜
どなった場合、偏差ε。Ｕは負の値となり、直流リアク
トル”０３　ｒ　ＬＯ２に印加される電圧ＶＰ＋ｖＮを
負の値にして、　　ＩＱＵを減少させる。最終的（：ｌ
０１ＪζＩＯＵとなって落ち着く。

■相、Ｗ相のサイクロコンバータの負荷電流ＺＶ＋’Ｗ
及び循環電流Ｉ。Ｖｅ’ＯＷも同様に制御される。

他のサイクロコンバータＣＣ−Ｂ、　ＣＣ−Ｃ，ＣＣ−
Ｄも同様に制御される。

次（＝第１図の装置の受電端の無効電力制御の動作説明
を行なう。

まず、装置全体の受電端の無効電力ＱＴを検出する。第
１図の３相電流検出器ＣＴ、及び３相電圧検出器Ｐ’Ｉ
’ｓ−＝よって受電端の成流、電圧を検出し、無効電力
演算回路Ｖ＆Ｒに入力する。ＶＡ几では３相検出電圧を
９σだけ位相をずらし、その値に各相検出′電流を乗す
る。そして、３相分加えたものが受電端の無効電力検出
値（瞬時値）　Ｑｔとなる。

上記無効電力検出値ＱＴとその指令値ＱＴを比較器Ｃ４
に入力し、その偏差’Ｑ　＝Ｑｈ　−ＱＴを求める。当
該偏差ε、を次の制御補償回路ＨＱに入力し比例増幅あ
るいは積分増幅を行う。ＨＱの出カニ。アが、サイクロ
コンバータ全体の術環′慰流指令値となるのであるが、
各サイクロコンバータには分配回路Ｄ８Ｔを介して、循
嬢電流指％Ｉ。、。

■。６．工。。ｌ　　ｒｏｏが与えられる。分配回路Ｄ
　Ｓ　Ｔの説明は後で行う。ここでは、工。Ａ　＝ＪＯ
Ｂ　””。。

＝　ＩｏＤ＝　Ｉ。Ｔとして説明する。

サイクロコンバータＣＣ−Ａには循環電流指令ｒｏＡが
与えられる。ＩｏＡは第３図のリミッタ回路ＬｒＭに入
力され、新しい指令値ＩＯ，／に変換される。第４図は
、リミッタ回路ＬＩＭの人出特性図を示すもので、入力
Ｔ。ＡくＯのとき、出力Ｔ。５、′＝０となり、また、
入力１０Ａ　：２　Ｉ　ｏ＜ｍａ　ｘ）のとき出力ＩＯ
Ａ””　１０（ｗａｘ）となる。その中間範囲、すなわ
ち、０　（ＩｏＡ＜　ＩＯ（ｎａｇ）では、　ＩＯＡ’
＝　ＩｏＡとなる。

リミッタ回路ＬＩＭの出力Ｉ。Ａ′は、加算ＡＤ、　。

ＡＤ、、人り、（＝入力され、各々、最小循環電流指令
値Ｉ。０と加え合わされる。故にＵ＄Ｉｆイクロコンパ
ータの循環電流指令値！。Ｕとしては、次の値となる。

ｌ０ＩＪ＝ＩＯＡ′＋ＩＯ８ ■相、Ｗ相も同様の循環電流指令値Ｉ。Ｖ及びＩＱＷが
与えられる。

また、他のサイクロコンバータＣＣ−Ｂ、ＣＣ−Ｃ。

ＣＣ−Ｄにも同様の循環電流指令値ｌ０１Ｓ　＊　ＩＯ
ＣｇＩＯＤが与えられ、同様（ニリミツタ回路を介して
。

新しい指令値Ｉ。ν＋　ＩＱＣ’　＋　ＩＯＤ’ｌ；変
換され、最小循環電流指令値ＩＯＤと加え合わされて１
個々の循環電流指令値となって与えられる。

受電端の無効電力の検出値（遅れを正とする）Ｑｔがそ
の指令値Ｑ、より小さい場合、偏差ε９＝Ｑｙ−Ｑｔは
正の値となり制御補償回路ＨＱの出力ＩｏＴを増加させ
る。故に各サイクロコンバータに与えられる循環電流指
令値ＩｏＡｅ　　Ｉ：Ｂ　＠　ＩＯＣ＋ＩＯＤも増大し
、実循環電流を増加させる。

サイクロコンバータの循環電流が増加すれば、受電端の
遅れ無効電力Ｑ？が増大し、最終的にＱＴ＝Ｑｒとなる
。

逆に、Ｑｒ＜Ｑｒとなった場合、偏差εＱは負の値とな
り、各サイクロコンバータの循環電流を減らして、９丁
を減少させる。結果的Ｅ　ＱＴ＝　ＱＴとなるように制
御される。

偏差６ｑが負の値で大きくなつ゛た場合、制御補償回路
ＨＱの出力１０Ｔは負の値になる。故に、各サイクロコ
ンバータに与えられる循環電流指令値傘ＩｏＡ、　　Ｉｏｎ　、　Ｉｏｃ　＋　Ｉｏｎも負の値
ζ二なるワしかし、リミッタ回路ＬＩＭの出力１ｏム′
は負にはならず工。Ａ′＝Ｏとなる。故にサイクロコン
バータＣＣ−人のＵ相すイクロコンバータには、循環電
流指令としてＩＯＵ　＝　ＩＯＡ’＋　１００　＝　Ｉ
ｏｏが与えられ最小限の循環電流ＩｏＵ−Ｉｏｏが流れ
続ける。■相。

Ｗ相も同様である。

さら（二他のサイクロコンバータＣＣ−Ｂ、ＣＣ−Ｃ。

ＣＣ−Ｄも同様：：最小限の循環電流が流れ続ける。

すなわち、循環電流はとぎれることがないので、循環電
流式サイクロコンバータの特性を維持できるっ第５図は第１図の装置の運転モードの一例を示したもの
で、第５図（、）において、Ｑａａｐ　＝一定は進相コ
ンデンサＣＡＰがとる進み無効電力ｓ　ＱｃｃＬハサイ
クロコンパータ全体がとる遅れ無効電力で循環電流を最
小値Ｉ＋）０だけ流している場合の無効電力、第５図（
ｂ）＋：、示すＱ、は装置全体の受電端の無効電力、第
５図（ｃ）のＩＯム′＋ＩｏｏはサイクロコンバータＣ
Ｃ−人の循環電流指令値である。

Ｑｃｃｒ、　＜Ｑｅａｐ　　の場合、各サイクロコンバ
ータの循環電流を流すことにより、ＱＴ＝０とすること
ができる。

ＱＣＣＬ　＞　Ｑｅａｐとなった場合、例えばいくつか
のサイクロコンバータが同時に過負荷運転された場合、
前述のように各サイクロコンバータの循環電流は最小値
工。０に制御される。この結果、受電端の無効電力上は
遅れとなり、力率＝１の条件は満たさなくなる。

従って、上記のような過負荷運転がひんばんに発生する
ときには、当該過負荷運転ζ二見合うだけの進相コンデ
ンサＣＡＰを用意する必要がある。

しかし、一般には定格運転以下で長時間運転され、一時
的に過負荷運転が必要になる場合が多い。

特に、何台かのサイクロコンバータを並列運転する場合
、上記過負荷運転が重なることはまれである。

ＱＣＣＬ　＞　Ｑａａｐとなった場合、　ＱＴは遅れと
なるが、時間的に短く、割合も小さいので電源系統への
悪影響は少ない。

全てのサイクロコンバータが同時に過負荷運転されるこ
とは非常（＝まれである。第５図（、）のＱＣＣＬ（＋
ｍａｘ）　ハ全てのサイクロコンバータが同時に過負荷
運転されたときの遅れ無効電力値を示す。

従来の運転方式では進相コンデンサの全体の進み無効電
力Ｑ、、、はＱＣＣＬ（工、工）を打ち消すだけ用意さ
れていた。故に進相コンデンサ容量が大きくなるだけで
なく、サイクロコンバータ（：流す循環電流も大きくな
り、その分度換器や電源トランス及び直流リアクトル等
の容量も大きなものが必要であった。

これに対し、不発明装置では、サイクロコンバータ全体
の運転モードを考えて進相コンデンサの容量を決定する
ことができ、その容量は必要最小限用意されるので、か
なりの低減効果が期待できる。しかもＱ　ＣＣＬの値が
Ｑｓｓｐ　の値より大ぎくなった場合でも、各サイクロ
コンバータには、最小の循環電流が流れるようζ二制細
されており、循環電流式サイクロコンバータの特性を失
うことなく連続して運転できる。故ζ＝出カ周波数の上
限値も高くとることができ、かつ、波形歪みの少ない正
弦波電流を負荷に供心することができる。

８６図は第１図の装置の分配回路ＤＯＴの実施例を示す
構成図である。

図中、ＡＢＣ１〜ＡＢ８．は絶対値回路、ＯＡ１〜ＯＡ
、は演算増幅器、入、〜Ａ、は加減算器、ＭＬ。

〜Ｎ（Ｌ　４は乗算器、Ａ８１〜ＡＳ、はアナログスイ
ッチ回路である。

分配回路Ｄ　Ｓ　’ｒの入力は第１図の無効電力制御補
償回路ＨＱの出方ＩＯＴと、各サイクロコンバータＣＣ
−人、ＣＣ−Ｂ、ＣＣ−Ｃ及びＣＣ−Ｄに与えられる負
荷電流指令の波高値工。、工ゆＢ　ｓ　　ＩｍＣ＊　　
ＩｍＤである。すなわち、サイクロコンバータＣＣ−人
のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の負荷電流指令値は、次式のよりに
与えられている。

Ｉυ＝　ＬＡ　６　ｓｉｎωｔＩｙ＝ＩｍＡ　・逼（ωｔ−２ｒｃ／３）Ｉ、＝Ｉ、Ａ
−進（ωｔ＋２π／３）ただし、ωは出力角周波数である。

サイクロコンバータＣＣ−人に与えられる循環電流指令
ＩＯＡは次のようになろう負荷電流指令の波高値ｌｆｆ１Ａは絶対値回路１ｋＢ８
゜に入力され、ＩＩ工１となる。次に演算増幅器０ん、
を介して、（１／ＩＭＡ）倍され、加減算器Ａ。

によって。

１−（ｌ　Ｉ、、　ｌ／Ｉ、Ａ）が出力される。

これを乗算器ＭＬ、に入力し、前述の無効屯力制３補償
回路ＨＱの出力信可工。Ｔと掛は合わせ、循環電流指令
Ｉ。Ａとして。

大値もしくは、その値より少し大きな値に選ぶ。

うに与えられる。

コンバータが重負荷の場合、Ｉｌ、、ＡｌはＩＭＡより
かなり小さくなり、Ｉｏ＾は大きく与えられる。他とな
り、その結來工。Ｂ、工ΩＣ＋”ＯＤは小さな直となる
。

すなわち、軽負荷のサイクロコンバータ（二は循環電流
を多く流し、重負荷のサイクロコンバータには、少ない
循環電流を流すことによって、全体の無効電力ＱＴを制
御している。従って重負荷のサイクロコンバータには小
さな循環電流を流すだけで済み変換器の電流容量が増大
するのを防ぐことができる。

アナログスイップーＡ８．〜人Ｓ４は、各サイクロコン
バータが運転を停止する場合、すなわち、ゲートシゃ断
された場合、循環電流指令ｒｏム、ＩＯ！１゜＊Ｉｏｃ　、　ＩＯＤを個々に零に設定するためのもので
ある。

第７図は、受電端に接続される進相コンデンサＣＡＰを
多段に分割し、開閉器ＭＣＩ　Ｉ　ＭＣ２＊・・・によ
って、投入段数を切換えられるようにしたものである。

ＣＡＰ、、ＣＡＰ２．・・・は、３相の進相コンデンサ
である。

第８図は、第７図の開閉器ＭＣ，、ＭＣ，、・・・を制
御する切換え制御回路の実施例を示す偽成図である。回
申、）ＩＹ８はヒステリシス回路、ＭＭｌ。

ＭＭ、はモノマルチ回路、ＣＮはアップ争ダクンカクン
タ、５ＢＬＢＣＴは選択回路である。

れる。ＩＯＴが増大し、ヒステリシスの上限値ａ点を越
えると、立上りパルスを発生し、モノマルチＭＭ、なた
たく。ＭＭ、の出力信号によって、カクンタＣＮの計数
値を１つだけ増加させ、その結果、選択回路ＳＥＬｇＣ
Ｔを介して、進相コンデンサＣＡＰの投入段数を１段減
少させる。ＣＡＰの容量が減ると、受電端の無効電力Ｑ
Ｔは遅れとなり、上記ＨＱの出力信号ＩＯＴを減少させ
る。しかし。

ヒス７９７３回路ＨＹ８の下限値す点には達しない程度
にＣＡＰの減少容量を決定する。

逆に、サイクロコンバータが重負荷（二なり。

ＩＯＴが減少しヒステリシスの下限値（ｂ点）以下にな
った場合、モノツル？ＭＭ、に立下りパルスを送り、カ
クンタＣＮの計数値を１つだけ減らす。

そｊ、て−撰釈Ｈ屹８　ＲＬ　Ｂ　Ｃ’Ｉ’を介１７で
進相コンデンナＣムＰの投入段数を１段増加させる。

第９図は、進相コンデンサＣＡＰを４段に分割した場合
のカクンタＣＮの計数値と、投入されるじて、進相コン
デンサＣＡＰの投入段数を制御することにより、特に軽
負荷時の各サイクロコンバータに流れる循環電流の値が
小さくなく、変換器はもちろんのこと、電源トランスや
直流リアクトルの損失が減少し、システム全体の運転効
率を向上させることができる。

同、本発明は、三角結線式の循環電流式サイクロコンバ
ータ（特開昭５８−６０３２８　）を用いても同様にで
きることはいうまでもない。

また、複数台のサイクロコンバータの中Ｃ二非循環電流
式ナイクロコンパータが含まれていても同様に運転可能
である。

〔発明の効果〕

以上のように本発明装置では、複数台の循環電流式サイ
クロコンバータの共通の受電端に一括して進相コンデン
サを接続し、装置全体の無効電力を制御するように各サ
イクロコンバータに循環電流指令値を与えている。この
とき、進相コンデンサはシステム全体の運転モードを考
慮し、最適値を用意する。これによって進相コンデンサ
の容量を低減させ、システム全体として無駄な循環電流
を流すことがなくなり、効率の良い運転が可能となる。

゛また、過負荷運転によりサイクロコンバータ全体の遅
れ無効電力のオロが、前記進相コンデンサの容量を越え
てしまう場合、受電端の力率（−関係なく、前記各サイ
クロコンバータに与える循環電流指令値を零にならない
程度の一定値に保つことにより、当該各サイクロコンバ
ータは常に循環電流式サイクロコンバータの特性を失う
ことなく、運転することが可能となる。

さらに、軽負荷運転において、各サイクロコンバータに
流すべき循環電流が増大した場合、当該循環電流指令値
の大きさに応じて進相コンデンサの投入段数を減らし、
運転効率の同上を図ることができる。

さらにまた、各サイクロコンバータが軽負荷あるいは重
負荷等別々（＝運転されている場合、負荷が軽いサイク
ロコンバータに多くの循環電流を流し、負荷が重いサイ
クロコンバータには少ない循環電流を流すよう（二配分
制御することにより、変換器の電流容量の増大を防止す
ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明のサイクロコンバータ並列運転装置の
実施例を示す、構成図、第２図は第１図の装置のサイク
ロコンバータの主回路の実施例を示す構成図、第３図は
第２図のサイクロコンバータの制御回路部の実施例を示
す構成図、第４図は第３図の回路の動作を説明するため
の特性図、第５図は渠１図の装置の動作を説明するため
の運転モード図、第６図は第１図の装置の分配回路の実
施例を示す構成図、第７図は第１図の装置の進相コンデ
ンサの主回路の実施例を示す構成図、第８図は第１図の
装置の進相コンデンサの切換え制御回路の実施例を示Ｔ
構成図、第９図は第８図の回路の動作説明図、第１０図
は従来の複数台のサイクロコンバータの並列運転装置の
構成図である。ＢＵ８・・・３相父流電源の電線路ＣＡＰ・・・進相コンデンサＳＷＡ　””　Ｓ　Ｗ　Ｄ・・・主開閉器ＣＣ−人〜Ｃ
Ｃ−Ｄ・・・循環電流式サイクロコンバータ全体〜ＭＤ
・・・父流′礒動ａｌ（負荷）ＣＴｓ・・・変流器ＰＴ、・・・変成器 ■Ａ几・・・無効電力演算回路ＣＱ・・・比較器ＨＱ・・・無効電力制御補償回路Ｄ８Ｔ・・・分配回路人ＣＲＡ〜人Ｃ几Ｄ・・・循環電流制御回路人り几ム〜
人ＬＲＤ・・・負荷電流制御回路Ｐ）ＩＣ−Ａ−ＰＨＣ
−Ｄ・・・位相制御回路Ｃ−８ＥＬ・・・進相コンデン
サ切換え制御回路代理人　弁理士　　則　近　憲　佑同　　三俣弘文ＩＯＡ曙（り第５ｗｉＤｓＴダ θ 第６図第７図！；ＥＬＥＣＴ第８図第９図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源と、当該交流電源に並列接続された複数
台の循環電流式サイクロコンバータと、当該各サイクロ
コンバータから電力供給を受ける複数台の負荷と、前記
交流電源の受電端に一括して接続された進相コンデンサ
と、前記各サイクロコンバータの出力電流（負荷電流）
を制御する手段と、前記各サイクロコンバータの循環電
流を制御する手段と、前記交流電源の受電端の全体の無
効電力を制御するため前記各サイクロコンバータの循環
電流制御手段に循環電流指令値を与える手段と、当該循
環電流指令値がある最小値より小さくならないようにす
る手段とからなるサイクロコンバータの並列運転装置。
（２）前記各サイクロコンバータの循環電流制御手段に
与える循環電流指令値を当該各サイクロコンバータの出
力電流波高値の大きさに応じて配分して与えるようにし
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のサイク
ロコンバータの並列運転装置。
（３）前記進相コンデンサを多段に分割し、前記循環電
流指令値の大きさに応じて当該進相コンデンサの投入段
数を制御したことを特徴とする特許請求の範囲第１項又
は第２項記載のサイクロコンバータの並列運転装置。