JPH0611087B2 - 電圧制御発振回路 - Google Patents
電圧制御発振回路Info
- Publication number
- JPH0611087B2 JPH0611087B2 JP59204804A JP20480484A JPH0611087B2 JP H0611087 B2 JPH0611087 B2 JP H0611087B2 JP 59204804 A JP59204804 A JP 59204804A JP 20480484 A JP20480484 A JP 20480484A JP H0611087 B2 JPH0611087 B2 JP H0611087B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- impedance element
- phase shift
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は電圧制御発振回路に関する。
例えばカラーテレビジョン受像機においては、色同期回
路として自動位相制御（以下、APCと称する）回路が用
いられている。このAPC回路では、精度の高い電圧制御
発振回路（以下、VCOと称する）が必要とされている。
第４図にVCOの回路図、第５図にそのベクトル関係図を
示す。
路として自動位相制御（以下、APCと称する）回路が用
いられている。このAPC回路では、精度の高い電圧制御
発振回路（以下、VCOと称する）が必要とされている。
第４図にVCOの回路図、第５図にそのベクトル関係図を
示す。
第４図，第５図において、共振子１１から出力される信
号（）は位相シフト回路１２φ１だけ位相シフトされ
信号（）となる。この信号（）と信号（）は合成
回路１３で合成され、信号（）となる。この信号
（）は増幅回路１４を介して共振子１１に与えられ、
この共振子１１にてφ３だけ遅相されることにより、発
振動作がなされる。
号（）は位相シフト回路１２φ１だけ位相シフトされ
信号（）となる。この信号（）と信号（）は合成
回路１３で合成され、信号（）となる。この信号
（）は増幅回路１４を介して共振子１１に与えられ、
この共振子１１にてφ３だけ遅相されることにより、発
振動作がなされる。
なお、第４図において、１５はバースト信号（Bu）と信
号（）の位相差を検波し、合成回路１３の合成比を制
御する電圧信号を得るAPC検波回路である。
号（）の位相差を検波し、合成回路１３の合成比を制
御する電圧信号を得るAPC検波回路である。
このような構成のVCOでは、位相シフト回路１２の位相
シフト量の変動が周波数可変範囲の変動につながる。し
たがって、安定した周波数可変範囲を得るには、精度の
高い位相シフト回路が要求される。
シフト量の変動が周波数可変範囲の変動につながる。し
たがって、安定した周波数可変範囲を得るには、精度の
高い位相シフト回路が要求される。
位相シフト回路の位相シフト特性は、それを構成する素
子の特性の変動に大きく左右される。素子の特性は、集
積回路（以下、ＩＣと称する）においては、個別部品に
比べ非常に精度が悪い。したがって、従来、VCOをＩＣ
化する場合、位相シフト回路１２は外付け回路として組
まれていた。
子の特性の変動に大きく左右される。素子の特性は、集
積回路（以下、ＩＣと称する）においては、個別部品に
比べ非常に精度が悪い。したがって、従来、VCOをＩＣ
化する場合、位相シフト回路１２は外付け回路として組
まれていた。
しかし、これでは、ＩＣのピン数が増加する等の問題を
有し、製造経費等を考えると、完全にＩＣ化されたVCO
が要望されていた。
有し、製造経費等を考えると、完全にＩＣ化されたVCO
が要望されていた。
この発明は、上記の事情に対処すべくなされたもので、
素子特性が変動しても予じめ定められた周波数可変範囲
が変動することがなく、IC化に好適なVCOを提供するこ
とを目的とする。
素子特性が変動しても予じめ定められた周波数可変範囲
が変動することがなく、IC化に好適なVCOを提供するこ
とを目的とする。
この発明は、所定周波数を有する入力信号が供給される
入力端子に一端が接続された抵抗性もしくはリアクタン
ス性のいずれか一方を呈する第１のインピーダンス素子
と、この第１のインピーダンス素子の他端と基準電位点
との間に接続された抵抗性インピーダンス素子とリアク
タンス性インピーダンス素子の直列回路を含み、前記第
１のインピーダンス素子と前記直列回路との接続点に前
記入力信号を所定位相量だけ位相シフトした第２の信号
を得る位相シフト回路を有し、上記入力信号および第２
の信号がそれぞれ供給され、これらの信号の振幅を制限
して出力する差動増幅回路構成の振幅制限回路を有し、
振幅制限された上記入力信号と第２の信号とを位相制限
用の電圧に従って適宜合成し、その合成信号を出力端子
に出力する合成回路を有し、上記出力端子と入力端子と
の間に共振子と有し、上記位相シフト回路の前記直列回
路を構成する抵抗性インピーダンス素子とリアクタンス
性インピーダンス素子のインピーダンス比の変動量に対
して前記位相シフト量の変動量が小さくなるような値に
前記各インピーダンス素子の定数を設定したものであ
る。
入力端子に一端が接続された抵抗性もしくはリアクタン
ス性のいずれか一方を呈する第１のインピーダンス素子
と、この第１のインピーダンス素子の他端と基準電位点
との間に接続された抵抗性インピーダンス素子とリアク
タンス性インピーダンス素子の直列回路を含み、前記第
１のインピーダンス素子と前記直列回路との接続点に前
記入力信号を所定位相量だけ位相シフトした第２の信号
を得る位相シフト回路を有し、上記入力信号および第２
の信号がそれぞれ供給され、これらの信号の振幅を制限
して出力する差動増幅回路構成の振幅制限回路を有し、
振幅制限された上記入力信号と第２の信号とを位相制限
用の電圧に従って適宜合成し、その合成信号を出力端子
に出力する合成回路を有し、上記出力端子と入力端子と
の間に共振子と有し、上記位相シフト回路の前記直列回
路を構成する抵抗性インピーダンス素子とリアクタンス
性インピーダンス素子のインピーダンス比の変動量に対
して前記位相シフト量の変動量が小さくなるような値に
前記各インピーダンス素子の定数を設定したものであ
る。
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を詳細に説明
する。
する。
第１図において、水晶振動知２１を通った信号()はＩ
Ｃ２２のピン２３に与えられ、このピン２３よりトラン
ジスタＱ１１を通して位相シフト回路２４の入力端子２
４１に与えられる。位相シフト回路２４は入力信号()
をφ５だけ遅相し、その出力端子２４２に信号()を得
る。この()はトランジスタＱ１２を介して振幅制限回
路２５のトランジスタＱ１７，Ｑ２０のベースに与えら
れる。また、位相シフト回路２４の入力信号()はトラ
ンジスタＱ２１を介して振幅制限回路２５のトランジス
タＱ１３，Ｑ１６のベースに与えられる。この振幅制限
回路２５のトランジスタＱ１４，Ｑ１５，Ｑ１６，Ｑ
１９のベースには、定電圧源Ｖ１１よりトランジスタＱ
２２，Ｑ２３を介して直流バイアスが与えられている。
Ｃ２２のピン２３に与えられ、このピン２３よりトラン
ジスタＱ１１を通して位相シフト回路２４の入力端子２
４１に与えられる。位相シフト回路２４は入力信号()
をφ５だけ遅相し、その出力端子２４２に信号()を得
る。この()はトランジスタＱ１２を介して振幅制限回
路２５のトランジスタＱ１７，Ｑ２０のベースに与えら
れる。また、位相シフト回路２４の入力信号()はトラ
ンジスタＱ２１を介して振幅制限回路２５のトランジス
タＱ１３，Ｑ１６のベースに与えられる。この振幅制限
回路２５のトランジスタＱ１４，Ｑ１５，Ｑ１６，Ｑ
１９のベースには、定電圧源Ｖ１１よりトランジスタＱ
２２，Ｑ２３を介して直流バイアスが与えられている。
振幅制限回路２５において、トランジスタＱ１７，Ｑ
１８はＩ１３を定電流源とする差動増幅回路を成す。ま
た、トランジスタＱ１９，Ｑ２０はＩ１４を定電流源と
する差動増幅回路を成す。したがって、位相シフト回路
２４から出力される信号()は上記差動増幅回路の振幅
制限作用により、一定振幅の信号として、トランジスタ
Ｑ１７〜Ｑ２０のコレクタに出力される。つまり、トラ
ンジスタＱ１７〜Ｑ２０のコレクタに現れる信号の振幅
レベルは定電流源Ｉ１３，Ｉ１４の電流量に比例し、位
相シフト回路２４の振幅レベルには依存しない。これ
は、振幅制限回路２５のもう一方の入力である信号()
に関しても同様で、Ｉ１１を定電流源とするトランジス
タＱ１３，Ｑ１４の作動増幅回路及びＩ１２を定電流源
とするトランジスタＱ１５，Ｑ１６の作動増幅回路の振
幅制限作用により、信号()は一定振幅の信号としてト
ランジスタＱ１３〜Ｑ１６のコレクタから出力される。
１８はＩ１３を定電流源とする差動増幅回路を成す。ま
た、トランジスタＱ１９，Ｑ２０はＩ１４を定電流源と
する差動増幅回路を成す。したがって、位相シフト回路
２４から出力される信号()は上記差動増幅回路の振幅
制限作用により、一定振幅の信号として、トランジスタ
Ｑ１７〜Ｑ２０のコレクタに出力される。つまり、トラ
ンジスタＱ１７〜Ｑ２０のコレクタに現れる信号の振幅
レベルは定電流源Ｉ１３，Ｉ１４の電流量に比例し、位
相シフト回路２４の振幅レベルには依存しない。これ
は、振幅制限回路２５のもう一方の入力である信号()
に関しても同様で、Ｉ１１を定電流源とするトランジス
タＱ１３，Ｑ１４の作動増幅回路及びＩ１２を定電流源
とするトランジスタＱ１５，Ｑ１６の作動増幅回路の振
幅制限作用により、信号()は一定振幅の信号としてト
ランジスタＱ１３〜Ｑ１６のコレクタから出力される。
振幅制限作用を受けた振幅制御回路２５の出力信号()
はトランジスタＱ１８のコレクタより、合成回路２６の
トランジスタＱ２４，Ｑ２５のエミッタに供給される。
また、振幅制限作用を受けた振幅制御回路２５の出力信
号は合成回路２６のトランジスタＱ２６，Ｑ２７のエミ
ッタに供給される。また、位相シフト回路２４の入出力
信号()，()はトランジスタＱ１３，Ｑ１９のコレク
タの共通接続点で合成され、トランジスタＱ２３のエミ
ッタに供給される。トランジスタＱ２４のコレクタに現
れる位相シフト回路２４の出力信号()と、トランジス
タＱ２６のコレクタに現れる位相シフト回路２４の入力
信号()、それに、トラジスタＱ２８のコレクタに現れ
る両信号()，()の合成信号は、これら３つのトラン
ジスタＱ２４，Ｑ２６，Ｑ２８のコレクタの共通接続点
で合成され、信号()としてトランジスタＱ２９，ピン
２７を介して上記水晶振動子２１に与えられる。
はトランジスタＱ１８のコレクタより、合成回路２６の
トランジスタＱ２４，Ｑ２５のエミッタに供給される。
また、振幅制限作用を受けた振幅制御回路２５の出力信
号は合成回路２６のトランジスタＱ２６，Ｑ２７のエミ
ッタに供給される。また、位相シフト回路２４の入出力
信号()，()はトランジスタＱ１３，Ｑ１９のコレク
タの共通接続点で合成され、トランジスタＱ２３のエミ
ッタに供給される。トランジスタＱ２４のコレクタに現
れる位相シフト回路２４の出力信号()と、トランジス
タＱ２６のコレクタに現れる位相シフト回路２４の入力
信号()、それに、トラジスタＱ２８のコレクタに現れ
る両信号()，()の合成信号は、これら３つのトラン
ジスタＱ２４，Ｑ２６，Ｑ２８のコレクタの共通接続点
で合成され、信号()としてトランジスタＱ２９，ピン
２７を介して上記水晶振動子２１に与えられる。
ここで、合成回路２６のトランジスタＱ２５，Ｑ２６，
Ｑ２８のベースには定電圧（Va）が印加され、トランジ
スタＱ２４，Ｑ２７のベースには位相制御用の電圧（V
b）が印加される。これにより、トランジスタＱ２６，
Ｑ２４のコレクタに現れる位相シフト回路２４の入出力
信号()，()の振幅レベルが電圧（Vb）によって制御
されることになる。これにより、信号()の位相が電圧
（Vb）によって制御され、電圧（Vb）によって要求され
る位相をもつ信号()が得られることになる。
Ｑ２８のベースには定電圧（Va）が印加され、トランジ
スタＱ２４，Ｑ２７のベースには位相制御用の電圧（V
b）が印加される。これにより、トランジスタＱ２６，
Ｑ２４のコレクタに現れる位相シフト回路２４の入出力
信号()，()の振幅レベルが電圧（Vb）によって制御
されることになる。これにより、信号()の位相が電圧
（Vb）によって制御され、電圧（Vb）によって要求され
る位相をもつ信号()が得られることになる。
ここで、位相シフト回路２４について説明する。この位
相シフト回路２４は２つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１１とコンデ
ンサＣ１１の直列回路から成る。抵抗Ｒ１１は位相シフ
ト回路２４の入出力端子２４１，２４２間に挿入され、
抵抗Ｒ１２，コンデンサＣ１１は出力端子２４２と基準
電位点（図の場合、アース（GND））間に挿入されてい
る。
相シフト回路２４は２つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１１とコンデ
ンサＣ１１の直列回路から成る。抵抗Ｒ１１は位相シフ
ト回路２４の入出力端子２４１，２４２間に挿入され、
抵抗Ｒ１２，コンデンサＣ１１は出力端子２４２と基準
電位点（図の場合、アース（GND））間に挿入されてい
る。
今、入力信号()を周波数（）の正弦波信号とする
と、位相シフト回路２４の伝達関数Ｔは、 Ｔ＝（＋ｊωτ）／｛１＋ｊω（１＋γ）τ｝ …
(1) で与えられる。但し、ω＝２π，γ＝Ｒ１１／
Ｒ１２，τ＝Ｃ１１Ｒ１２である。このとき、位相シフ
ト回路２４の遅相量φ５は、 φ５＝tan-1〔−ωγτ／｛１＋ω２（１＋γ）
τ２｝〕…(2) となる。信号()，()と抵抗Ｒ１２，コンデンサＣ
１１の接続点における信号()の位相関係を示すと、第
２図のベクトル図のようになる。ここで、φ４は信号
()と信号()の位相差を示す。
と、位相シフト回路２４の伝達関数Ｔは、 Ｔ＝（＋ｊωτ）／｛１＋ｊω（１＋γ）τ｝ …
(1) で与えられる。但し、ω＝２π，γ＝Ｒ１１／
Ｒ１２，τ＝Ｃ１１Ｒ１２である。このとき、位相シフ
ト回路２４の遅相量φ５は、 φ５＝tan-1〔−ωγτ／｛１＋ω２（１＋γ）
τ２｝〕…(2) となる。信号()，()と抵抗Ｒ１２，コンデンサＣ
１１の接続点における信号()の位相関係を示すと、第
２図のベクトル図のようになる。ここで、φ４は信号
()と信号()の位相差を示す。
一般にＩＣ製造時において、抵抗地のばらつきは±２０
％程度あるが、抵抗比は精度が高く、±３％以内に抑え
ることができる。同様にコンデンサについてもばらつき
を生じるが、その比は精度を高することができる。従っ
て、式（２）において、γは同種のインピーダンス素
子、つまり抵抗Ｒ１１，Ｒ１２のインピーダンス比なの
で、これら抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の特性が変動してもほと
んど変動せず、定数とみなせる。例えば、ＩＣにおい
て、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値が±１０〜２０％の範
囲で移動しても、γの変動は±３％以内に抑えられる。
これに対し、τは異種のインピーダンス素子のインピー
ダンス比 なので、ＩＣにおいては±４０％程度の変動を示す変数
となる。但し、周波数（）の変化による遅相量φ５の
変化は無視できるものとする。
％程度あるが、抵抗比は精度が高く、±３％以内に抑え
ることができる。同様にコンデンサについてもばらつき
を生じるが、その比は精度を高することができる。従っ
て、式（２）において、γは同種のインピーダンス素
子、つまり抵抗Ｒ１１，Ｒ１２のインピーダンス比なの
で、これら抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の特性が変動してもほと
んど変動せず、定数とみなせる。例えば、ＩＣにおい
て、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値が±１０〜２０％の範
囲で移動しても、γの変動は±３％以内に抑えられる。
これに対し、τは異種のインピーダンス素子のインピー
ダンス比 なので、ＩＣにおいては±４０％程度の変動を示す変数
となる。但し、周波数（）の変化による遅相量φ５の
変化は無視できるものとする。
τとφ５の関係を第３図に示す。第３図から明らかなよ
うに、τの変動に対してφ５は変曲点（ωτａ，φ
５ａ）を有し、この変曲点の前後では、φ５の変化率は
非常に小さい。したがって所望の遅相量が決まったら、
これが第３図に示す位相関数の変曲点（ωτａ，φ
５ａ）付近にくるように回路２４を設計すればよい。こ
の回路設計は遅相量φ５を変数τで微分した値が零とな
る条件をほぼ満たすように行えばよい。
うに、τの変動に対してφ５は変曲点（ωτａ，φ
５ａ）を有し、この変曲点の前後では、φ５の変化率は
非常に小さい。したがって所望の遅相量が決まったら、
これが第３図に示す位相関数の変曲点（ωτａ，φ
５ａ）付近にくるように回路２４を設計すればよい。こ
の回路設計は遅相量φ５を変数τで微分した値が零とな
る条件をほぼ満たすように行えばよい。
φ５をτで微分すると、 となり、これが零となる条件は、 ω２τ２（１＋γ）＝１ …(4) となる。この条件を満たすように、回路を設計すること
により、（ωτ）の変動量Ｘに対する遅相量φ５の変動
量Ｙを数パーセントに抑えることができる。
により、（ωτ）の変動量Ｘに対する遅相量φ５の変動
量Ｙを数パーセントに抑えることができる。
このように、この実施例によれば、素子特性が変動して
も、位相シフト回路２４の遅相量が変動することがな
く、しかも、位相シフト回路２４の入出力信号()，
(は振幅制限回路２５で常に一定振幅とされるので、
素子特性の変動によるVCOの周波数可変範囲の変動を抑
えることができる。
も、位相シフト回路２４の遅相量が変動することがな
く、しかも、位相シフト回路２４の入出力信号()，
(は振幅制限回路２５で常に一定振幅とされるので、
素子特性の変動によるVCOの周波数可変範囲の変動を抑
えることができる。
なお、この発明では、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２をコンデンサ
に置き換え、コンデンサＣ１１を抵抗に置き換えてもよ
い。また、リアクタンス性インピーダンス素子として
は、誘導性インピーダンス素子を用いてもよいことは勿
論である。
に置き換え、コンデンサＣ１１を抵抗に置き換えてもよ
い。また、リアクタンス性インピーダンス素子として
は、誘導性インピーダンス素子を用いてもよいことは勿
論である。
このようにこの発明によれば、素子特性が変動しても、
予じめ定められた周波数可変範囲が変動することがな
く、ＩＣ化に好適なVCOを提供することができる。
予じめ定められた周波数可変範囲が変動することがな
く、ＩＣ化に好適なVCOを提供することができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は第１図の位相シフト回路の動作を説明するためのベ
クトル図、第３図は同じく位相特性図、第４図はAPC回
路に設けられるVCOを示す回路図、第５図は第４図の動
作を説明するためのベクトル図である。 ２１……水晶振動子、２４……位相シフト回路、２５…
…振幅制限回路、２６……合成回路。
図は第１図の位相シフト回路の動作を説明するためのベ
クトル図、第３図は同じく位相特性図、第４図はAPC回
路に設けられるVCOを示す回路図、第５図は第４図の動
作を説明するためのベクトル図である。 ２１……水晶振動子、２４……位相シフト回路、２５…
…振幅制限回路、２６……合成回路。
Claims (1)
- 【請求項１】所定周波数を有する入力信号が供給される
入力端子と、 前記入力端子に一端が接続された抵抗性もしくはリアク
タンス性のいずれか一方を呈する第１のインピーダンス
素子と、この第１のインピーダンス素子の他端と基準電
位点との間に接続された抵抗性インピーダンス素子とリ
アクタンス性インピーダンス素子の直列回路を含み、前
記第１のインピーダンス素子と前記直列回路との接続点
に前記入力信号を所定位相量だけ位相シフトした第２の
信号を得る位相シフト回路と、 差動増幅回路によって構成され、上記入力信号および第
２の信号がそれぞれ供給され、これらの信号の振幅を制
限して出力する振幅制限回路と、 この振幅制限回路によって振幅制限された上記入力信号
と第２の信号とを位相制御用の電圧に従って適宜合成
し、その合成信号を出力端子に出力する合成回路と、 上記出力端子と入力端子との間に挿入された共振子とを
具備し、 上記位相シフト回路の前記直列回路を構成する抵抗性イ
ンピーダンス素子とリアクタンス性インピーダンス素子
のインピーダンス比の変動量に対して前記位相シフト量
の変動量が小さくなるような値に前記各インピーダンス
素子の定数を設定したことを特徴とする電圧制御発振回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59204804A JPH0611087B2 (ja) | 1984-09-29 | 1984-09-29 | 電圧制御発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59204804A JPH0611087B2 (ja) | 1984-09-29 | 1984-09-29 | 電圧制御発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6182506A JPS6182506A (ja) | 1986-04-26 |
| JPH0611087B2 true JPH0611087B2 (ja) | 1994-02-09 |
Family
ID=16496637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59204804A Expired - Lifetime JPH0611087B2 (ja) | 1984-09-29 | 1984-09-29 | 電圧制御発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0611087B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2792415B2 (ja) * | 1993-12-07 | 1998-09-03 | 日本電気株式会社 | 発振回路 |
-
1984
- 1984-09-29 JP JP59204804A patent/JPH0611087B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6182506A (ja) | 1986-04-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4063193A (en) | Differential transistor pair integrated circuit oscillator with L-C tank circuit | |
| JP3395482B2 (ja) | 発振回路および発振方法 | |
| JPH01108801A (ja) | 温度補償型圧電発振器 | |
| US3845385A (en) | Circuit arrangement for converting a bridge unbalance into a frequency variation | |
| JPH0537822A (ja) | ガンマ補正回路 | |
| JPH042295A (ja) | 非対称信号生成回路 | |
| JPH0611087B2 (ja) | 電圧制御発振回路 | |
| US4745370A (en) | Adjustable phase shift circuit | |
| JPH0469442B2 (ja) | ||
| US4994764A (en) | Single-pin oscillator | |
| JPH02246411A (ja) | リアクタンス制御回路 | |
| JPS6334360Y2 (ja) | ||
| JPS61145920A (ja) | 制御可能な実効抵抗を与えるための装置、信号濾波装置および入力信号に応答して出力周波数信号を出力するための装置 | |
| JPH0635546Y2 (ja) | 周波数制御回路 | |
| JP2006033092A (ja) | 圧電発振器 | |
| JPS62135008A (ja) | 位相シフト回路 | |
| JPS61267403A (ja) | １端子型発振回路 | |
| JP2991727B2 (ja) | アクティブフィルタ回路 | |
| JPS6047766B2 (ja) | 水晶発振回路 | |
| JP2596136B2 (ja) | 電流制御型フェイズシフト回路 | |
| US3443245A (en) | Stabilized oscillator | |
| JPS6239911A (ja) | 論理レベル設定回路 | |
| JPH0671189B2 (ja) | 周波数制御回路 | |
| JPH07183763A (ja) | フィルタ回路 | |
| JPH08307731A (ja) | クランプ回路 |