JPH06197048A - 自動適応型等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】制御信号発生手段４１は復調手段４２からの復
調信号Ｄ_P ，Ｄ_Q 、誤差信号Ｙ_P ，Ｙ_Q およびクロック
信号より直交制御信号Ｉ_m と同相制御信号Ｒ_e との少な
くとも一方を生成する。生成された直交制御信号Ｉ_m あ
るいは同相制御信号Ｒ_e は加減算および平均化手段４０
で加算あるいは減算され平均化されて、適応型等化手段
３９へ制御信号として出力される。 【効果】復調ベースバンド信号を用いて適応型等化手段
内の振幅歪等化器あるいは遅延歪等化器を制御している
ため、周波数スペクトラムが理想からずれていても等化
できる。また、トランスバーサル等化器と併用しても制
御信号発生手段を実用できるため、回路構成が簡素化さ
れる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は自動適応型等化器に関
し、特にディジタル無線伝送方式における伝送歪等化特
性を改良する自動適応型等化器に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の自動適応型等化器は、図３にその
１例が示されるように、適応型等化手段として２次振幅
歪等化器１と１次振幅歪等化器２とを備えており、端子
１０１から入力される中間周波信号は、２次振幅歪等化
器１および１次振幅等化器２において、それぞれ２次振
幅歪および１次振幅歪が等化されて端子１０２から出力
される。図４に示されるのは端子１０１から入力される
中間周波信号の振幅周波数特性の１例で、この例におい
ては、周波数ｆ_- およびｆ₊ における振幅レベルの差異
に対応する１次振幅歪と、中心周波数ｆ₀ における振幅
レベルの低下に対応する２次振幅歪とが介在している。
図３における選択フィルタ３，４および５は、それぞれ
の選択周波数が前記ｆ_- ，ｆ₊ およびｆ₀ に設定されて
おり、選択フィルタ３および４の出力Ｓ（ｆ_- ）および
Ｓ（ｆ₊ ）は、抵抗Ｒ₁ およびＲ₂を介して減算増幅器
６を経由して１次振幅歪等化器２に制御信号｜Ｓ
（ｆ_- ）−Ｓ（ｆ_＋）｜として入力され、この｜Ｓ（ｆ
_- ）−Ｓ（ｆ_＋）｜が最小となるように１次振幅歪等化
器２を制御する。また、選択フィルタ３，４および５の
出力Ｓ（ｆ_- ），Ｓ（ｆ₊ ）およびＳ（ｆ₀ ）は減算増
幅器７を経由して２次振幅歪等化器１に制御信号｜｛Ｓ
（ｆ_- ）＋Ｓ（ｆ_＋）｝／２−Ｓ（ｆ₀ ）｜として入力
され、この｜｛Ｓ（ｆ_- ）＋Ｓ（ｆ_＋）｝／２−Ｓ（ｆ
₀ ）｜が最小となるように２次振幅歪等化器１を制御す
る。

【０００３】このような１次振幅歪等化器２および２次
振幅歪等化器１に対する制御作用を介して、前述のよう
に端子１０１から入力される中間周波数信号は、１次お
よび２次の振幅歪が等化されて端子１０２から出力され
る。１次振幅歪等化器２および２次振幅歪等化器１の具
体的な１例を、図５にその要部を示すブロック図として
示す。図５において、端子１０３から入力される中間周
波信号は分岐回路８において所定のレベルに二分岐され
て、一方は遅延回路９を経由して分岐回路１０に入力さ
れ、他方は合成回路１２に入力される。合成回路１２に
おいては、分岐回路１０において所定のレベルに二分岐
され遅延回路１１を経由して入力される信号と、前述の
ように分岐回路８から入力される信号とを合成し、制御
回路１４に送出する。制御回路１４においては、端子１
０５から入力される制御信号により、合成回路１２から
入力される信号のレベルを制御し、合成回路１３に送
る。合成回路１３においては、分岐回路１０において分
岐されるもう一方の信号と、制御回路１４から出力され
るレベル制御された信号とを入力して合成し、端子１０
４を介して出力する。図５における分岐回路および合成
回路は、通常中間周波数帯におけるハイブリッド回路等
が用いられる。

【０００４】この１次および２次の振幅歪等化器の具体
例は、後記する本発明の実施例においても、適応型等化
手段を構成する要素として使用するので、その動作原理
の要点を説明する。

【０００５】図５における遅延回路９および１１の遅延
時間をＴ（ｓｅｃ）とし、対象とする信号の角周波数を
ω（Ｒａｓ／ｓｅｃ）、制御回路１４における制御係数
をαとすると、端子１０３から入力される信号ｅｘｐ
（ｊωｔ）に対応する、端子１０４からの出力信号Ｓ₀
（ｔ）は式（１）で示される。

【０００６】

【０００７】式（１）により明らかなように、図５に示
される回路の信号ｅｘｐ（ｊω（ｔ−Ｔ））に対する伝
達関数は（１＋２αｃｏｓωＴ）となり、虚数成分を含
まないため、αを変化させても振幅成分のみが三角関数
的に変化し、位相および遅延時間は周波数軸上で一定と
なる。すなわち振幅歪等化特性は次式（２）によって規
定される。

【０００８】 振幅歪特性 → １＋２αｃｏｓωＴ …（２） 上記式（２）を参照して、図５に示される等化器を１次
振幅歪等化器として使用する場合には、図５における遅
延回路９および１１の遅延時間Ｔを、ω₀ Ｔ＝（２ｍ−
１）π／２（ｍは正の整数）となるように設定する。こ
こにω₀ は図４における中心周波数ｆ₀ に対応する角周
波数である。このようにＴの値を設定することにより、
中心周波数ｆ₀ の近傍においては、正弦関数を用いた、
近似的に直線的な勾配を有する１次振幅歪等化器特性が
得られる。次に、２次振幅歪等化器として使用する場合
には、前記遅延時間Ｔを、ω₀ Ｔ＝２ｍπ（ｍは正の整
数）となるように設定する。これにより、前記式（２）
から明らかなように、中心周波数ｆ₀ の近傍において
は、余弦関数を用いて近似して２次振幅歪を等化してい
る。

【０００９】以上、１次振幅歪等化器および２次振幅歪
等化器を備えた従来の自動適応型等化器の一例を説明し
たが、少なくともいずれか一方の振幅歪等化器を備えて
いればよい。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の自動適応型等化器は、振幅歪の等化におい
て、周波数スペクトラムの一部の周波数（ｆ₀ ，ｆ₊ ，
ｆ_- の３点）のみを観測し、その周波数におけるスペク
トラムのみを理想値となる様に等化するため、他の周波
数において、理想値からずれていて、その結果標本時刻
における復調ベースバンド信号に振幅歪が生じていて
も、それ以上の等化を行なわないという欠点を有する。
また、この自動適応型等化器と符号間干渉の対応策とし
てのトランスバーサル型等化器との組合せ使用を考慮す
る場合には、勿論、相互の相乗効果は期待できるもの
の、この場合それぞれ個別に制御するための制御回路を
必要とするため、いたずらに回路構成を重複させるとい
う欠点がある。更に、信号の周波数スペクトラムから等
化用の制御信号を抽出しているため、歪等化の対象が振
幅歪のみに限定されており、群遅延歪については全く適
用できないという欠点がある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明の目的は上記の欠
点を除去し、トランスバーサル型等化器に対応する同相
制御信号と直交制御信号とを所定の復調手段から出力さ
れる復調信号および誤差信号より抽出する制御信号発生
手段と、前記同相制御信号および直交制御信号を入力し
て、振幅歪あるいは遅延歪の各歪等化器に対応する制御
信号を出力する加減算及び平均化手段とを備えることに
より、等化すべき伝送歪の検出を標本時刻における復調
信号に基づいて行なうことができ、また、トランスバー
サル型等化器との併用時において、その回路構成を効率
よく形成することができ、更に、振幅歪および遅延歪の
双方に対して適用することができる自動適応型等化器を
提供することにある。

【００１２】

【実施例】以下、本発明について図面を参照して詳細に
説明する。

【００１３】図１は本発明の第１の実施例の要部を示す
ブロック図である。図１に示されるように本発明の自動
適応型等化器は、適応型等化手段３９と加減算および平
均化手段４０と制御信号発生手段４１と復調手段４２と
から構成される。適応型等化手段３９は２次遅延歪等化
器１５、１次遅延歪等化器１６、１次振幅歪等化器１７
および２次振幅歪等化器１８を備え、加減算および平均
化手段４０は平均化回路１９，２０，２１および２２と
減算回路２３および２５と加算回路２４および２６とを
備え、制御信号発生手段４１は排他的ＯＲ回路２７，２
８，２９，３１，３２および３３と排他的ＮＯＲ回路３
０および３４とシフト・レジスタ３５，３６，３７およ
び３８とを備えている。

【００１４】同図では、説明を単純化するため本願発明
のすべての目的を達成するための構成を示しているが、
本願発明の個々の目的を達成するためには適応型等化手
段３９に少なくとも１つの等化器を備えていればよく、
また、加減算および平均化手段４０および制御信号発生
手段４１の内部構成もその等化器を制御するのに必要な
回路だけ有していればよい。

【００１５】図１において、端子１０６から入力される
中間周波信号は、適応型等化手段３９に入力されて、加
減算および平均化手段４０から適応型等化手段３９に入
力される４種類の制御信号により、振幅歪および位相歪
を等化されて復調手段４２に送られる。復調手段４２
は、一般的には位相検波器、レベル識別器、誤差信号発
生器およびクロック同期回路等を備えており、適応型等
化手段３９が正常に動作している状態においては、所定
の復調出力信号を端子１０７〜１１０を介して出力す
る。復調手段４２は、適応型等化手段３９における１次
および２次の振幅歪と、１次および２次の遅延歪とを等
化するための制御信号を生成するために、前記復調出力
信号と同時に、復調信号Ｄ_P およびＤ_Q と、誤差信号Ｙ
_P およびＹ_Qと、クロック信号とを制御信号発生手段４
１に送出する。

【００１６】トランスバーサル・フィルタを用いたトラ
ンスバーサル型等化器においては、いわゆるＺＦ（ゼロ
・フォーシング）アルゴリズムにより、前記誤差信号Ｙ
_P およびＹ_Q と、前記復調信号Ｄ_P およびＤ_Q との相関
をとることにより、波形歪を最小にするタップ係数が得
られている。このＺＦアルゴリズムおよび相関のとり方
については特願昭５６−２１５２７１号（特開昭５８−
１１１５１９号公報）「自動等化器」に詳細が記述され
ているので、詳しい説明は省略する。なお上述の相関を
とるための相関回路は、排他的論理和回路を用いて実現
される。

【００１７】制御信号発生手段４１においては、シフト
・レジスタ３７および３８において、それぞれ前記復調
信号Ｄ_P およびＤ_Q と、前記クロック信号とを入力し
て、それぞれ復調信号Ｄ_P およびＤ_Q を１ビット遅延さ
せた復調信号Ｄ_P(-1) およびＤ_Q(-1) を出力し、それぞ
れ排他的ＯＲ回路３１および３３と、排他的ＯＲ回路３
２および排他的ＮＯＲ回路３４とに送出する。一方、シ
フト・レジスタ３５および３６において、それぞれ前記
誤差信号Ｙ_P およびＹ_Q と、前記クロック信号とを入力
して、それぞれ誤差信号Ｙ_P およびＹ_Q を１ビット遅延
させた誤差信号Ｙ_P(+1) およびＹ_Q(+1) を出力し、それ
ぞれ排他的ＯＲ回路２７および排他的ＮＯＲ回路３０
と、排他的ＯＲ回路２８および２９とに送出する。ま
た、前記復調信号Ｄ_P およびＤ_Q と、前記誤差信号Ｙ_P
およびＹ_Q とは、シフト・レジスタ３５〜３８を介する
ことなく、図１に明示されるように、直接的にも排他的
ＯＲ回路２７および２９と、排他的ＯＲ回路２８および
排他的ＮＯＲ回路３０と、排他的ＯＲ回路３１および排
他的ＮＯＲ回路３４と、排他的ＯＲ回路３２および３３
とに入力される。

【００１８】排他的ＯＲ回路２７および２８の出力は抵
抗Ｒ₃ およびＲ₄ を介して加算され、排他的ＯＲ回路２
９および排他的ＮＯＲ回路３０の出力は抵抗Ｒ₅ および
Ｒ₆を介して加算され、排他的ＯＲ回路３１および３２
の出力は抵抗Ｒ₇ およびＲ₈を介して加算され、排他的
ＯＲ回路３３および排他的ＮＯＲ回路３４の出力は抵抗
Ｒ₉ およびＲ₁₀を介して加算されて、前述の特願昭５６
−２１５２７１において説明されているようにそれぞれ
次式（３）で与えられる同相制御信号Ｒ_e （−１）、直
交制御信号Ｉ_m （−１）、同相制御信号Ｒ_e （＋１）お
よび直交制御信号Ｉ_m （＋１）が生成される。

【００１９】 Ｒ_e （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_P(+1) ＋Ｄ_Q ・Ｙ_Q(+1) Ｉ_m （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_Q(+1) −Ｄ_Q ・Ｙ_P(+1) Ｒ_e （＋１）＝Ｄ_P(-1) ・Ｙ_P ＋Ｄ_Q(-1) ・Ｙ_Q Ｉ_m （＋１）＝Ｄ_P(-1) ・Ｙ_Q −Ｄ_Q(-1) ・Ｙ_P …（３） 但し、式（３）において、「・」は排他的論理和を表わ
す。

【００２０】上記式（３）におけるＲ_e （−１）および
Ｉ_m （−１）は、トランスバーサル・フィルタにおける
（−１）タップ（主タップに対して１ビット進んだタッ
プ）に対応するタップ係数の実数部と虚数部とを表わし
ており、Ｒ_e （＋１）およびＩ_m （＋１）は、同じく
（＋１）タップ（主タップに対して１ビット遅れたタッ
プ）に対応するタップ係数の実数部と虚数部とを表わし
ている。

【００２１】上記の同相制御信号Ｒ_e （−１）およびＲ
_e （＋１）と、直交制御信号Ｉ_m （−１）およびＩ
_m （＋１）とは、制御信号発生手段４１から出力されて
加減算および平均化手段４０に入力され、前記Ｒ_e （−
１）とＲ_e （＋１）とが減算回路２３に、前記Ｉ_m （−
１）とＩ_m （＋１）とが加算回路２４に、前記Ｉ_m （−
１）とＩ_m （＋１）とが減算回路２５に、前記Ｒ_e （−
１）とＲ_e （＋１）とが加算回路２６にそれぞれ入力さ
れて、それぞれＲ_e （−１）−Ｒ_e （＋１）、Ｉ_m（−
１）＋Ｉ_m （＋１）、Ｉ_m （−１）−Ｉ_m （＋１）およ
びＲ_e （−１）＋Ｒ_e （＋１）が生成され、それぞれ平
均化回路１９ないし２２に入力されて時間平均をとるこ
とにより平滑化されて、対応する２次遅延歪等化器１
５、１次遅延歪等化器１６、１次振幅歪等化器１７およ
び２次振幅歪等化器１８に、それぞれの歪等化用の制御
信号として入力される。適応型等化手段３９における１
次振幅歪等化器１７および２次振幅歪等化器１８の、そ
れぞれの具体例は前述の図５に示される等化器と同様で
ある。尚、式（２）の制御係数αとして、後述するよう
に、１次振幅歪等化器の場合には直交制御信号Ｉ_m （−
１）−Ｉ_m （＋１）を時間平均した｛Ｉ_m （−１）−Ｉ
_m （＋１）｝の平均値が用いられ、２次振幅歪等化器の
場合には同相制御信号Ｒ_e （−１）＋Ｒ_e （＋１）を時
間平均した｛Ｒ_e （−１）＋Ｒ_e （＋１）｝の平均値が
用いられる。また、１次遅延歪等化器１６および２次遅
延歪等化器１５の具体例は、それぞれ図６および図７に
示される。１次振幅歪等化器１７および２次振幅歪等化
器１８の具体例については、既に説明しているので、こ
こでは再度の説明を省略し、１次遅延歪等化器１６およ
び２次遅延歪等化器１５のそれぞれの具体例について説
明する。

【００２２】図６は１次遅延歪等化器の１具体例の要部
を示すブロック図で、端子１１５から入力される中間周
波信号は、遅延時間Ｔ″（ｓｅｃ）の遅延回路４８と減
算回路５２に入力される。遅延回路４８の出力は遅延時
間Ｔ（ｓｅｃ）の遅延回路４９に入力されるとともに、
減算回路５４に入力される。遅延回路４９の出力は、遅
延時間Ｔ（ｓｅｃ．）の遅延回路５０と合成回路５６に
入力され、更に遅延回路５０の出力は、遅延時間Ｔ″
（ｓｅｃ．）の遅延回路５１を経由して減算回路５２に
入力される。減算回路５２においては、端子１１５から
入力される信号と遅延回路５１から入力される信号との
差がとられて、その差出力が合成回路５３に入力され
る。減算回路５４においては、遅延回路４８の出力信号
と遅延回路５０の出力信号が入力されて、その差信号が
出力され合成回路５３に入力される。合成回路５３にお
いては、減算回路５２からの差出力信号と減算回路５４
からの差出力信号とが入力されて合成され、制御回路５
５においては、合成回路５３から入力される合成信号
が、端子１１６から入力される所定の制御信号により、
そのレベルを制御されて出力され、合成回路５６に送ら
れる。合成回路５６においては、制御回路５５からの出
力信号と、遅延回路４９からの出力信号とが入力されて
合成され、端子１１７を介して出力される。今、制御回
路５５における制御係数をαとすると、端子１１５から
端子１１７に対する伝達関数Ｈ（ｊω）は、次式（４）
によって与えられる。

【００２３】 Ｈ（ｊω）＝１＋ｊ２α（ｓｉｎωＴ＋ｓｉｎωＴ′） （４） （上式において、Ｔ′＝Ｔ＋Ｔ″） 上記式（４）から位相特性θ（ω）を求め、遅延時間特
性τ（ω）を算出すると式（５）が得られる。

【００２４】

【００２５】この１次遅延歪等化器の遅延時間特性例
を、制御信号レベルをパラメータとして図８に示す。
尚、制御係数αとして、後述するように、直交制御信号
Ｉ_m （−１）＋Ｉ_m （＋１）を時間平均した｛Ｉ_m （−
１）＋Ｉ_m （＋１）｝の平均値が用いられる。

【００２６】次に、図７は２次遅延歪等化器の１具体例
の要部を示すブロック図である。図７において、端子１
１８から入力される中間周波信号は、遅延時間Ｔ（ｓｅ
ｃ．）の遅延回路５７と減算回路５９に入力される。遅
延回路５７の出力は同じく遅延時間Ｔ（ｓｅｃ．）の遅
延回路５８と合成回路６１に入力される。遅延回路５８
の出力信号は減算回路５９に入力されて、端子１１８か
ら入力される前記中間周波信号との差がとられ、その差
出力信号は制御回路６０に入力される。制御回路６０に
おいては、減算回路５９から入力される差信号が、端子
１１９から入力される所定の制御信号により、そのレベ
ルを制御されて出力され、合成回路６１に送られる。合
成回路６１においては、制御回路６０からの出力信号
と、遅延回路５７からの出力信号とが入力されて合成さ
れ、端子１２０を介して出力される。制御回路６０にお
ける制御係数をαとすると、端子１１８および１２０間
の遅延時間特性τ（ω）は式（６）で与えられる。

【００２７】

【００２８】この２次遅延歪等化器の遅延時間特性例
を、制御信号レベルをパラメータとして図９に示す。
尚、制御係数αとして、後述するように、同相制御信号
Ｒ_e （−１）−Ｒ_e （＋１）を時間平均した｛Ｒ_e （−
１）−Ｒ_e （＋１）｝の平均値が用いられる。

【００２９】前述の同相制御信号Ｒ_e （−１）およびＲ
_e （＋１）は、それぞれタップ（−１）およびタップ
（＋１）に対応するタップ係数Ｃ_-1およびＣ₊₁の実数部
であり、また、直交制御信号Ｉ_m （−１）およびＩ
_m （＋１）は、それぞれタップ（−１）およびタップ
（＋１）に対応するタップ係数Ｃ_-1およびＣ₊₁の虚数部
である。すなわち、 Ｃ_-1＝Ｒ_e （−１）＋ｊＩ_m （−１） Ｃ₊₁＝Ｒ_e （＋１）＋ｊＩ_m （＋１） である。従って、タップ（−１）および（＋１）から、
それぞれ前記タップ係数Ｃ_-1およびＣ₊₁を乗数とする倍
率器を介して加算されるトランスバーサル型等化器に対
応する伝達関数は、式（７），（８）で与えられる。

【００３０】

【００３１】

【００３２】トランスバーサル等化器と振幅歪及び遅延
歪等化器との関係はよく知られており、例えば、昭和４
０年（１９６５年）に発行された「ＤＡＴＡ ＴＲＡＮ
ＳＭＩＳＳＩＯＮ」（ＷＩＬＬＩＡＭ Ｒ．ＢＥＮＮＥ
ＴＴ，ＪＡＭＥＳ Ｒ．ＤＡＶＥＹ著、ＭＣＧＲＡＷ−
ＨＩＬＬ）第２６９乃至２７３頁に記載されているが、
以下に図面を参照して詳述する。

【００３３】図１０は、実数部、虚数部をそれぞれ横
軸、縦軸とし、振幅あるいは群遅延とトランスバーサル
等化器との関係を説明するためのＳ₀ ，Ｓ_-1及びＳ₊₁の
ベクトルダイヤグラムである。

【００３４】図１０（ａ）はＳ_-1とＳ₊₁の乗数が等しい
（各成分対が偶対称である）場合であり、入力信号が増
加するにつれて、Ｓ₊₁の成分は徐々にＳ₀ より位相が遅
れ、一方Ｓ_-1の成分はＳ₀ より進むが、三者の合計Ｓ₀₁
はＳ₀ と同じ位相で振幅のみが変化することがわかる。
したがって、実数部（横軸）が振幅の変化を表わす。

【００３５】一方、図１０（ｂ）は各成分対に対する極
性が反対の場合（奇対称）であり、振幅変化が小さく位
相（θ）が変化していることがわかる。したがって、虚
数部が位相の変化を表わす。群遅延は位相の周波数微分
であるから、Ｈ_(W) を周波数微分した虚数部が群遅延を
表わすことになる。

【００３６】また、振幅及び群遅延各々について、一次
歪は正弦波で近似でき、二次歪は余弦波で近似できるこ
とは明らかである。以上述べたように、上記（７）式の
実数部におけるｃｏｓωＴの係数Ｒ_e （−１）＋Ｒ
_e （＋１）およびｓｉｎωＴの係数Ｉ_m （−１）−Ｉ_m
（＋１）からは、それぞれ２次振幅歪および１次振幅歪
に対する等化用制御信号が得られ、また、上記式（８）
虚数部におけるｃｏｓωＴの係数Ｒ_e （−１）−Ｒ
_e （＋１）およびｓｉｎωＴの係数Ｉ_m （−１）＋Ｉ_m
（＋１）からは、それぞれ２次遅延歪および１次遅延歪
に対する等化用制御信号が得られることは明らかであ
る。

【００３７】従って、制御係数αとしては、式（２）の
振幅歪等化特性を有する振幅歪等化器を１次振幅歪等化
器として使用する場合には、α＝｛Ｉ_m （−１）−Ｉ_m
（＋１）｝の平均値を用いればよく、２次振幅歪等化器
として使用する場合には、α＝｛Ｒ_e （−１）＋Ｒ
_e （＋１）｝の平均値を用いればよい。また、式（５）
の１次遅延歪等化器の場合には、α＝｛Ｉ_m （−１）＋
Ｉ_m （＋１）｝の平均値を用いればよく、式（６）の２
次遅延歪等化器の場合には、α＝｛Ｒ_e （−１）−Ｒ_e
（＋１）｝の平均値を用いればよい。

【００３８】これらの制御信号は、前述のように図５，
図６および図７において、それぞれの具体例が示される
１次振幅歪等化器、２次振幅歪等化器、１次遅延歪等化
器および２次遅延歪等化器の対応する制御回路に入力さ
れ、１次および２次の振幅歪と１次および２次の遅延歪
とが共に等化される。しかも、前記制御信号は、復調後
のベースバンド信号波形より制御情報を得ているため、
機器自体の内部要因による歪等をも適切に等化される。

【００３９】図２は図１の自動適応型等化器とトランス
バーサル等化器とを併用した時の要部を示すブロック図
である。図２に示されるように本発明の自動適応型等化
器は、適応型等化手段４３と、加減算および平均化手段
４４と、トランスバーサル・フィルタ４５と、制御信号
発生手段４６と、復調手段４７とを備えている。適応型
等化手段４３および加減算および平均化手段４４は、そ
れぞれ第１の実施例における適応型等化手段３９および
加減算および平均化手段４１と同様に形成されており、
また、トランスバーサル・フィルタ４５、制御信号発生
手段４６および復調手段４７の動作内容に関連する事項
については、例えば前述の特願昭５６−２１５２７１号
（特開昭５８−１１１５１９号公報）「自動等化器」の
説明の中において詳記されているので、これらの各手段
の動作内容に関する詳細な説明は省略する。図２におい
て、復調手段４７からは所定の復調信号が、端子１１
１，１１２，１１３および１１４を介して出力される
が、同時に、復調信号Ｄ_P およびＤ_Q と、トランスバー
サル・フィルタに対応する主タップ制御用誤差信号Ｙ_P1
およびＹ_Q1と、前述の誤差信号（他タップ制御用誤差信
号を略記）Ｙ_P およびＹ_Q と、クロック信号とが出力さ
れて、制御信号発生手段４６に入力される。制御信号発
生手段４６においては、前記復調信号、誤差信号および
クロック信号を入力して、同相制御信号Ｒ_e （−１），
Ｒ_e （０）およびＲ_e （＋１）と、直交制御信号Ｉ
_m （−１）およびＩ_m （＋１）とを生成して出力し、加
減算および平均化手段４４に対しては、前記同相制御信
号Ｒ_e （−１）およびＲ_e （＋１）と、前記直交制御信
号Ｉ_m （−１）およびＩ_m （＋１）とを送出し、また、
トランスバーサル・フィルタ４５に対しては、前記同相
制御信号Ｒ_e （−１），Ｒ_e （０）およびＲ_e （＋１）
と、前記直交制御信号Ｉ_m （−１）およびＩ_m （＋１）
とを送出する。ここに、直交制御信号Ｒ_e （０）は、復
調信号Ｄ_P およびＤ_Q と、主タップ制御用誤差信号Ｙ_P1
およびＹ_Q1とより、排他的ＯＲ回路および加算回路を介
して得られる、トランスバーサル・フィルタ４５の主タ
ップに対応する制御信号で、次式（９）によって与えら
れる。

【００４０】 Ｒ_e （０）＝Ｄ_P ・Ｙ_P1＋Ｄ_Q ・Ｙ_Q1 … （９） 加減算および平均化手段４４においては、前記同相制御
信号および直交制御信号を入力して、適応型等化手段４
３に対する等化用の制御信号｛Ｒ_e （−１）＋Ｒ_e （＋
１）｝の平均値，｛Ｉ_m （−１）−Ｉ_m （＋１）｝の平
均値，｛Ｒ_e （−１）−Ｒ_e （＋１）｝の平均値および
｛Ｉ_m （−１）＋Ｉ_m （＋１）｝の平均値を出力する。
これらの加減算および平均化手段４４および適応型等化
手段４３の動作については、既に説明したとおりであ
る。一方、制御信号発生手段４６から出力されるトラン
スバーサル・フィルタ用の前記同相制御信号Ｒ_e （−
１），Ｒ_e （０）およびＲ_e （＋１）と、前記直交制御
信号Ｉ_m （−１）およびＩ_m （＋１）とは、トランスバ
ーサル・フィルタ４５に入力されて、各タップ重み付け
制御作用を介して、適応型等化手段４３を経由してトラ
ンスバーサル・フィルタ４５に入力される信号の符号間
干渉を除去する。なお、この動作内容については、例え
ば前述の特願昭５６−２１５２７１に詳記されている。
この実施例は、１次および２次の振幅歪と、１次および
２次の遅延歪とを等化するための制御信号発生手段と、
符号間干渉を除去するためのトランスバーサル・フィル
タに対する制御信号発生手段とを共用するもので、総体
的に見て回路構成が簡易化される。

【００４１】また、図１および図２に示される実施例に
おいて、適応型等化手段は１次および２次の振幅歪等化
器と、１次および２次の遅延歪等化器とを有している
が、本願発明の目的あるいは伝送歪の実態に対応して、
これらのすべての等化器を備える必要はない。従って、
これらの等化器の内の特定の一つの等化器、または特定
の複数の等化器を用いて前記適応型等化手段を形成し、
本発明の自動適応型等化器を構成することが可能であ
る。

【００４２】例えば、適応型等化手段として１次振幅歪
等化器１７だけ必要な場合には、加減算および平均化手
段は平均化回路２１および減算回路２５を備え、制御信
号発生手段は排他的ＯＲ回路２９および３３と排他的Ｎ
ＯＲ回路３０および３４とシフト・レジスタ３５，３
６，３７，３８とを備えていればよい。この適応型等化
手段に１次遅延歪等化器１６が追加される場合には、加
減算および平均化手段に平均化回路２０および加算回路
２４を追加すればよい。

【００４３】また１次振幅歪等化器１７だけの適応型等
化手段とトランスバーサル等化手段とを併用する場合に
は、制御信号発生手段は図１のすべての回路を有する
が、加減算および平均化手段にはＩ_m （＋１）およびＩ
_m （−１）だけが供給され、減算回路２５および平均化
回路２１を介して１次振幅歪等化器１７に供給されれば
よい。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、等化すべ
き伝送歪の検出を周波数スペクトラムでなく、標本時刻
における復調ベースバンド信号波形に基いて行なってい
るので、振幅歪を周波数スペクトラムより検出する従来
の自動適応型等化器に比して非常に正確な等化ができ機
器自体に起因する内部歪をも等化できるという効果を有
する。また、符号間干渉の対応策として、トランスバー
サル型等化器との組合せ使用を必要とする場合には、制
御信号発生手段を両等化機能に対して共用化することが
でき、回路構成が簡素化されるという効果がある。更
に、本発明はトランスバーサル型等化器に対応する他タ
ップ制御信号を、振幅歪および遅延歪の等化用制御信号
として適用することにより、振幅歪のみならず遅延歪に
対しても等化が可能になるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の要部を示すブロック図
である。

【図２】本発明の第２の実施例の要部を示すブロック図
である。

【図３】従来の自動適応型等化器の要部を示すブロック
図である。

【図４】振幅歪等化器の一例の要部を示すブロック図で
ある。

【図５】中間周波信号の振幅周波数特性図である。

【図６】１次遅延歪等化器の一例の要部を示すブロック
図である。

【図７】２次遅延歪等化器の一例の要部を示すブロック
図である。

【図８】１次遅延歪等化器の遅延時間特性図である。

【図９】２次遅延歪等化器の遅延時間特性図である。

【図１０】トランスバーサル等化器の同相および直交成
分と振幅歪および群遅延歪との関係を説明するための図
である。

【符号の説明】

８，１０ 分岐回路 ９，１１，４８，４９，５１，５７，５８ 遅延回路 １２，１３，５３，５６，６１ 合成回路 １４，５５，６０ 制御回路 １５ ２次遅延歪等化器 １６ １次遅延歪等化器 １７ １次振幅歪等化器 １８ ２次振幅歪等化器 １９〜２２ 平均化回路 ２３，２５，５２，５４，５９ 減算回路 ２４，２６ 加算回路 ２７〜２９，３１〜３３ 排他的ＯＲ回路 ３０，３４ 排他的ＮＯＲ回路 ３５〜３８ シフト・レジスタ ３９，４３ 適応型等化手段 ４０，４４ 加減算および平均化手段 ４１，４６ 制御信号発生手段 ４２，４７ 復調手段 ４５ トランスバーサル・フィルタ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル無線伝送方式において用いら
   れる自動適応型等化器において、 変調波信号を入力して、制御信号に応じて１次振幅歪を
   等化する１次振幅歪等化器を備える適応型等化手段と、 前記適応型等化手段の等化出力信号を同期検波して得ら
   れるベースバンド信号の識別出力として規定される復調
   信号と、前記復調信号の予め定められた基準レベルから
   のレベル偏移として規定される誤差信号と、所定のクロ
   ック信号と、を出力する復調手段と、 前記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q と、前
   記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q をそれぞ
   れ１ビット遅延させた復調信号Ｄ_P （−１）およびＤ_Q
   （−１）と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成
   分Ｙ_Q と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成分
   Ｙ_Q をそれぞれ１ビット遅延させた誤差信号Ｙ_P （＋
   １）およびＹ_Q （＋１）との、それぞれ対応する成分間
   の相関をとることにより、直交制御信号として、下記の
   Ａ式およびＢ式に示される制御信号を出力する制御信号
   発生手段と、 Ｉ_m （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_Q （＋１）−Ｄ_Q ・Ｙ_P （＋１） …Ａ Ｉ_m （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_Q −Ｄ_Q （−１）・Ｙ_P …Ｂ （但し、「・」は相関をとることを示す）前記直交制御
   信号Ｉ_m （−１）およびＩ_m （＋１）の入力に対して、
   前記１次振幅歪等化器を制御する前記制御信号として、
   Ｉ_m （−１）−Ｉ_m （＋１）を発生する減算回路ならび
   に前記減算回路の出力信号の時間平均をとり平滑化され
   た制御信号出力を生成する平均化回路を含む加減算及び
   平均化手段を備えることを特徴とする自動適応型等化
   器。
2. 【請求項２】 ディジタル無線伝送方式において用いら
   れる自動適応型等化器において、 変調波信号を入力して、制御信号に応じて１次振幅歪を
   等化する１次振幅歪等化器を備える適応型等化手段と、 前記適応型等化手段の第１の等化出力信号、直交制御信
   号および同相制御信号を入力して、前記第１の等化出力
   信号から符号間干渉を除去するトランスバーサル等化手
   段と、 前記トランスバーサル等化手段の第２の等化出力信号を
   同期検波して得られるベースバンド信号の識別出力とし
   て規定される復調信号と、前記復調信号の予め定められ
   た基準レベルからのレベル偏移として規定される誤差信
   号と、所定のクロック信号と、を出力する復調手段と、 前記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q と、前
   記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q をそれぞ
   れ１ビット遅延させた復調信号Ｄ_P （−１）およびＤ_Q
   （−１）と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成
   分Ｙ_Q と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成分
   Ｙ_Q をそれぞれ１ビット遅延させた誤差信号Ｙ_P （＋
   １）およびＹ_Q （＋１）との、それぞれ対応する成分間
   の相関をとることにより、前記同相制御信号および前記
   直交制御信号として、それぞれ下記のＡ乃至Ｄ式に示さ
   れる制御信号を出力する制御信号発生手段と、 Ｒ_e （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_P （＋１）＋Ｄ_Q ・Ｙ_Q （＋１） …Ａ Ｒ_e （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_P ＋Ｄ_Q （＋１）・Ｙ_Q …Ｂ Ｉ_m （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_Q （＋１）−Ｄ_Q ・Ｙ_P （＋１） …Ｃ Ｉ_m （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_Q −Ｄ_Q （−１）・Ｙ_P …Ｄ （但し、「・」は相関をとることを示す）前記直交制御
   信号Ｉ_m （−１）およびＩ_m （＋１）の入力に対して、
   前記１次振幅歪等化器を制御する前記制御信号として、
   Ｉ_m （−１）−Ｉ_m （＋１）を発生する演算回路ならび
   に前記減算回路の出力信号の時間平均をとり平滑化され
   た制御信号出力を生成する平均化回路を含む加減算及び
   平均化手段を備えることを特徴とする自動適応型等化
   器。
3. 【請求項３】 ディジタル無線伝送方式において用いら
   れる自動適応型等化器において、 変調波信号を入力して、任意の順序で縦続接続され、第
   １の制御信号に応じて１次振幅歪を等化する１次振幅歪
   等化器と、第２の制御信号に応じて２次振幅歪を等化す
   る２次振幅等化器と、を備える適応型等化手段と、 前記適応型等化手段の等化出力信号を同期検波して得ら
   れるベースバンド信号の識別出力として規定される復調
   信号と、前記復調信号の予め定められた基準レベルから
   のレベル偏移として規定される誤差信号と、所定のクロ
   ック信号と、を出力する復調手段と、 前記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q と、前
   記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q をそれぞ
   れ１ビット遅延させた復調信号Ｄ_P （−１）およびＤ_Q
   （−１）と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成
   分Ｙ_Q と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成分
   Ｙ_Q をそれぞれ１ビット遅延させた誤差信号Ｙ_P （＋
   １）およびＹ_Q （＋１）との、それぞれ対応する成分間
   の相関をとることにより、同相制御信号および直交制御
   信号として、それぞれ下記のＡ乃至Ｄ式に示される制御
   信号を出力する制御信号発生手段と、 Ｒ_e （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_P （＋１）＋Ｄ_Q ・Ｙ_Q （＋１） …Ａ Ｒ_e （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_P ＋Ｄ_Q （−１）・Ｙ_Q …Ｂ Ｉ_m （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_Q （＋１）−Ｄ_Q ・Ｙ_P （＋１） …Ｃ Ｉ_m （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_Q −Ｄ_Q （−１）・Ｙ_P …Ｄ （但し、「・」は相関をとることを示す）前記直交制御
   信号Ｉ_m （−１）およびＩ_m （＋１）の入力に対して、
   前記１次振幅歪等化器を制御する前記第１の制御信号と
   して、Ｉ_m （−１）−Ｉ_m （＋１）を発生する減算回路
   ならびに前記減算回路の出力信号の時間平均をとり平滑
   化された制御信号出力を生成する第１の平均化回路と、
   前記同相制御信号Ｒ_e （−１）＋Ｒ_e （＋１）を発生す
   る加算回路ならびに前記加算回路の出力信号の時間平均
   をとり平滑化された制御信号出力を生成する第２の平均
   化回路と、を含む加減算及び平均化手段を備えることを
   特徴とする自動適応型等化器。
4. 【請求項４】 ディジタル無線伝送方式において用いら
   れる自動適応型等化器において、 変調波信号を入力して任意の順位で縦続接続され、第１
   の制御信号の応じて１次振幅歪を等化する１次振幅歪等
   化器と、第２の制御信号に応じて２次振幅歪を等化する
   ２次振幅歪等化器と、を備える適応型等化手段と、 前記適応型等化手段の第１の等化出力信号、直交制御信
   号および同相制御信号を入力して、前記第１の等化出力
   信号から符号間干渉を除去するトランスバーサル等化手
   段と、 前記トランスバーサル等化手段の第２の等化出力信号を
   同期検波して得られるベースバンド信号の識別出力とし
   て規定される復調信号と、前記復調信号の予め定められ
   た基準レベルからのレベル偏移として規定される誤差信
   号と、所定のクロック信号と、を出力する復調手段と、 前記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q と、前
   記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q をそれぞ
   れ１ビット遅延させた復調信号Ｄ_P （−１）およびＤ_Q
   （−１）と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成
   分Ｙ_Q と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成分
   Ｙ_Q をそれぞれ１ビット遅延させた誤差信号Ｙ_P （＋
   １）およびＹ_Q （＋１）との、それぞれ対応する成分間
   の相関をとることにより、前記同相制御信号および前記
   直交制御信号として、それぞれ下記のＡ乃至Ｄ式に示さ
   れる制御信号を出力する制御信号発生手段と、 Ｒ_e （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_P （＋１）＋Ｄ_Q ・Ｙ_Q （＋１） …Ａ Ｒ_e （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_P ＋Ｄ_Q （−１）・Ｙ_Q …Ｂ Ｉ_m （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_Q （＋１）−Ｄ_Q ・Ｙ_P （＋１） …Ｃ Ｉ_m （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_Q −Ｄ_Q （−１）・Ｙ_P …Ｄ （但し、「・」は相関をとることを示す）前記直交制御
   信号Ｉ_m （−１）およびＩ_m （＋１）の入力に対して、
   前記１次振幅歪等化器を制御する前記第１の制御信号と
   して、Ｉ_m （−１）−Ｉ_m （＋１）を発生する演算回路
   ならびに前記減算回路の出力信号の時間平均をとり平滑
   化された制御信号出力を生成する第１の平均化回路と、
   前記同相制御信号Ｒ_e （−１）およびＲ_e （＋１）の入
   力に対応して、前記２次振幅歪等化器を制御する前記第
   ２の制御信号として、Ｒ_e （−１）＋Ｒ_e （＋１）を発
   生する加算回路ならびに前記加算回路の出力信号の時間
   平均をとり平滑化された制御信号出力を生成する第２の
   平均化回路とを含む加減算及び平均化手段を備えること
   を特徴とする自動適応型等化器。
5. 【請求項５】 ディジタル無線伝送方式において用いら
   れる自動適応型等化器において、 変調波信号を入力して、任意の順序で縦続接続され、第
   １の制御信号に応じて１次振幅歪を等化する１次振幅歪
   等化器と、第２の制御信号の応じて１次遅延歪を等化す
   る１次遅延歪等化器と、を備える適応型等化手段と、 前記適応型等化手段の等化出力信号を同期検波して得ら
   れるベースバンド信号の識別出力として規定される復調
   信号と、前記復調信号の予め定められた基準レベルから
   のレベル偏移として規定される誤差信号と、所定のクロ
   ック信号と、を出力する復調手段と、 前記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q と、前
   記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q をそれぞ
   れ１ビット遅延させた復調信号Ｄ_P （−１）およびＤ_Q
   （−１）と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成
   分Ｙ_Q と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成分
   Ｙ_Q をそれぞれ１ビット遅延させた誤差信号Ｙ_P （＋
   １）およびＹ_Q （＋１）との、それぞれ対応する成分間
   の相関をとることにより、直交制御信号として、下記の
   Ａ式およびＢ式に示される制御信号を出力する制御信号
   発生手段と、 Ｉ_m （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_Q （＋１）−Ｄ_Q ・Ｙ_P （＋１） …Ａ Ｉ_m （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_Q −Ｄ_Q （−１）・Ｙ_P …Ｂ （但し、「・」は相関をとることを示す）前記直交制御
   信号Ｉ_m （−１）およびＩ_m （＋１）の入力に対して、
   前記１次振幅歪等化器を制御する前記第１の制御信号と
   して、Ｉ_m （−１）−Ｉ_m （＋１）を発生する減算回路
   ならびに前記減算回路の出力信号の時間平均をとり平滑
   化された制御信号出力を生成する第１の平均化回路と、
   前記１次遅延歪等化器を制御する前記第２の制御信号と
   して、Ｉ_m （−１）＋Ｉ_m （＋１）を発生する加算回路
   ならびに前記加算回路の出力信号の時間平均をとり平滑
   化された制御信号出力を生成する第２の平均化回路と、
   を含む加減算及び平均化手段を備えることを特徴とする
   自動適応型等化器。
6. 【請求項６】 ディジタル無線伝送方式において用いら
   れる自動適応型等化器において、 変調波信号を入力して任意の順位で縦続接続され、第１
   の制御信号の応じて１次振幅歪を等化する１次振幅歪等
   化器と、第２の制御信号に応じて１次振幅歪を等化する
   １次遅延歪等化器と、を備える適応型等化手段と、 前記適応型等化手段の第１の等化出力信号、直交制御信
   号および同相制御信号を入力して、前記第１の等化出力
   信号から符号間干渉を除去するトランスバーサル等化手
   段と、 前記トランスバーサル等化手段の第２の等化出力信号を
   同期検波して得られるベースバンド信号の識別出力とし
   て規定される復調信号と、前記復調信号の予め定められ
   た基準レベルからのレベル偏移として規定される誤差信
   号と、所定のクロック信号と、を出力する復調手段と、 前記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q と、前
   記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q をそれぞ
   れ１ビット遅延させた復調信号Ｄ_P （−１）およびＤ_Q
   （−１）と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成
   分Ｙ_Q と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成分
   Ｙ_Q をそれぞれ１ビット遅延させた誤差信号Ｙ_P （＋
   １）およびＹ_Q （＋１）との、それぞれ対応する成分間
   の相関をとることにより、前記同相制御信号および前記
   直交制御信号として、それぞれ下記のＡ乃至Ｄ式に示さ
   れる制御信号を出力する制御信号発生手段と、 Ｒ_e （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_P （＋１）＋Ｄ_Q ・Ｙ_Q （＋１） …Ａ Ｒ_e （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_P ＋Ｄ_Q （−１）・Ｙ_Q …Ｂ Ｉ_m （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_Q （＋１）−Ｄ_Q ・Ｙ_P （＋１） …Ｃ Ｉ_m （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_Q −Ｄ_Q （−１）・Ｙ_P …Ｄ （但し、「・」は相関をとることを示す）前記直交制御
   信号Ｉ_m （−１）およびＩ_m （＋１）の入力に対して、
   前記１次振幅歪等化器を制御する前記第１の制御信号と
   して、Ｉ_m （−１）−Ｉ_m （＋１）を発生する演算回路
   ならびに前記減算回路の出力信号の時間平均をとり平滑
   化された制御信号出力を生成する第１の平均化回路と、
   前記１次遅延歪等化器を制御する前記第２の制御信号と
   して、Ｉ_m （−１）＋Ｉ_m （＋１）を発生する加算回路
   ならびに前記加算回路の出力信号の時間平均をとり平滑
   化された制御信号出力を生成する第２の平均化回路と、
   を含む加減算及び平均化手段を備えることを特徴とする
   自動適応型等化器。
7. 【請求項７】 ディジタル無線伝送方式において用い
   られる自動適応型等化器において、 変調波信号を入力して、制御信号に応じて２次振幅歪を
   等化する２次振幅歪等化器を備える適応型等化手段と、 前記適応型等化手段の等化出力信号を同期検波して得ら
   れるベースバンド信号の識別出力として規定される復調
   信号と、前記復調信号の予め定められた基準レベルから
   のレベル偏移として規定される誤差信号と、所定のクロ
   ック信号と、を出力する復調手段と、 前記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q と、前
   記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q をそれぞ
   れ１ビット遅延させた復調信号Ｄ_P （−１）およびＤ_Q
   （−１）と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成
   分Ｙ_Q と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成分
   Ｙ_Q をそれぞれ１ビット遅延させた誤差信号Ｙ_P （＋
   １）およびＹ_Q （＋１）との、それぞれ対応する成分間
   の相関をとることにより、同相制御信号として、それぞ
   れ下記のＡ式およびＢ式に示される制御信号を出力する
   制御信号発生手段と、 Ｒ_e （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_P （＋１）＋Ｄ_Q ・Ｙ_Q （＋１） …Ａ Ｒ_e （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_P ＋Ｄ_Q （−１）・Ｙ_Q …Ｂ （但し、「・」は相関をとることを示す）前記同相制御
   信号Ｒ_e （−１）およびＲ_e （＋１）の入力に対して、
   前記２次振幅歪等化器を制御する前記制御信号として、
   Ｒ_e （−１）−Ｒ_e （＋１）を発生する加算回路ならび
   に前記加算回路の出力信号の時間平均をとり平滑化され
   た制御信号出力を生成する平均化回路を含む加減算器及
   び平均化手段を備えることを特徴とする自動適応型等化
   器。
8. 【請求項８】 ディジタル無線伝送方式において用いら
   れる自動適応型等化器において、 変調波信号を入力して制御信号に応じて２次振幅歪を等
   化する２次振幅歪等化器を備える適応型等化手段と、 前記適応型等化手段の第１の等化出力信号、直交制御信
   号および同相制御信号を入力して、前記第１の等化出力
   信号から符号間干渉を除去するトランスバーサル等化手
   段と、 前記トランスバーサル等化手段の第２の等化出力信号を
   同期検波して得られるベースバンド信号の識別出力とし
   て規定される復調信号と、前記復調信号の予め定められ
   た基準レベルからのレベル偏移として規定される誤差信
   号と、所定のクロック信号と、を出力する復調手段と、 前記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q と、前
   記復調信号の同相成分Ｄ_P および直交成分Ｄ_Q をそれぞ
   れ１ビット遅延させた復調信号Ｄ_P （−１）およびＤ_Q
   （−１）と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成
   分Ｙ_Q と、前記誤差信号の同相成分Ｙ_P および直交成分
   Ｙ_Q をそれぞれ１ビット遅延させた誤差信号Ｙ_P （＋
   １）およびＹ_Q （＋１）との、それぞれ対応する成分間
   の相関をとることにより、前記同相制御信号および前記
   直交制御信号として、それぞれ下記のＡ乃至Ｄ式に示さ
   れる制御信号を出力する制御信号発生手段と、 Ｒ_e （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_P （＋１）＋Ｄ_Q ・Ｙ_Q （＋１） …Ａ Ｒ_e （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_P ＋Ｄ_Q （−１）・Ｙ_Q …Ｂ Ｉ_m （−１）＝Ｄ_P ・Ｙ_Q （＋１）−Ｄ_Q ・Ｙ_P （＋１） …Ｃ Ｉ_m （＋１）＝Ｄ_P （−１）・Ｙ_Q −Ｄ_Q （−１）・Ｙ_P …Ｄ （但し、「・」は相関をとることを示す）前記同相制御
   信号Ｒ_e （−１）およびＲ_e （＋１）の入力に対応し
   て、前記２次振幅歪等化器を制御する前記制御信号とし
   て、Ｒ_e （−１）＋Ｒ_e （＋１）を発生する加算回路な
   らびに前記加算回路の出力信号の時間平均をとり平滑化
   された制御信号出力を生成する平均化回路を含む加減算
   及び平均化手段を備えることを特徴とする自動適応型等
   化器。