JPH0630423B2 - ゲインコントロ−ルアンプ - Google Patents
ゲインコントロ−ルアンプInfo
- Publication number
- JPH0630423B2 JPH0630423B2 JP60051150A JP5115085A JPH0630423B2 JP H0630423 B2 JPH0630423 B2 JP H0630423B2 JP 60051150 A JP60051150 A JP 60051150A JP 5115085 A JP5115085 A JP 5115085A JP H0630423 B2 JPH0630423 B2 JP H0630423B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- pair
- differential
- amplifier
- differential amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はゲインコントロールアンプに関し、ＡＧＣ回
路、乗算器等に用いて最適なものである。
路、乗算器等に用いて最適なものである。
前段差動アンプの一対の出力電流をＰＮ接合に流して電
圧変換を行い、その電圧出力を後段差動アンプに与え、
上記ＰＮ接合に流す直流分を可変にしてそのＶ／Ｉ（抵
抗）勾配の変化に対応させてアンプゲインをコントロー
ルするようにしたゲインコントロールアンプにおいて、
前段差動アンプの出力部に定電流負荷を用いると共に、
差動アンプの動作電流を定電流とし、定電流負荷の電流
値と差動アンプの動作電流との差電流をＰＮ接合にゲイ
ン制御用バイアス電流として流し、前段アンプに流れる
信号電流をバイアス電流に重畳してＰＮ接合に流すこと
により、ゲインコントロールの直線性が広範囲にわたっ
て成立するようにしたものである。
圧変換を行い、その電圧出力を後段差動アンプに与え、
上記ＰＮ接合に流す直流分を可変にしてそのＶ／Ｉ（抵
抗）勾配の変化に対応させてアンプゲインをコントロー
ルするようにしたゲインコントロールアンプにおいて、
前段差動アンプの出力部に定電流負荷を用いると共に、
差動アンプの動作電流を定電流とし、定電流負荷の電流
値と差動アンプの動作電流との差電流をＰＮ接合にゲイ
ン制御用バイアス電流として流し、前段アンプに流れる
信号電流をバイアス電流に重畳してＰＮ接合に流すこと
により、ゲインコントロールの直線性が広範囲にわたっ
て成立するようにしたものである。
第３図は従来のゲインコントロールアンプで、トランジ
スタＱ１、Ｑ２及び電流源２Ｉ1からなる前段差動アン
プ１の一対のコレクタ出力電流をダイオードＤ１、Ｄ２
（ＰＮ接合）で受けて電圧変換し、この電圧をトランジ
スタＱ３、Ｑ４及び電流源２Ｉ2から成る後段差動アン
プ２で受けて、出力電圧Ｖ0を得るように成つている。
ダイオードＤ１、Ｄ２に流す直流バイアス電流２Ｉ0を
可変にすることにより、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合抵
抗 を変化させてゲイン制御を行う。差動アンプ１を流れる
信号電流と差動アンプ１の出力点Ａ、Ａ′から流出する
信号電流ＩSGとが完全に比例関係になつていれば、後段
差動アンプ２の負荷抵抗ＲLから得られる出力電圧ｖ
0は、 となる（ｑＩ2／kTは後段差動アンプのｇｍ）。
スタＱ１、Ｑ２及び電流源２Ｉ1からなる前段差動アン
プ１の一対のコレクタ出力電流をダイオードＤ１、Ｄ２
（ＰＮ接合）で受けて電圧変換し、この電圧をトランジ
スタＱ３、Ｑ４及び電流源２Ｉ2から成る後段差動アン
プ２で受けて、出力電圧Ｖ0を得るように成つている。
ダイオードＤ１、Ｄ２に流す直流バイアス電流２Ｉ0を
可変にすることにより、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合抵
抗 を変化させてゲイン制御を行う。差動アンプ１を流れる
信号電流と差動アンプ１の出力点Ａ、Ａ′から流出する
信号電流ＩSGとが完全に比例関係になつていれば、後段
差動アンプ２の負荷抵抗ＲLから得られる出力電圧ｖ
0は、 となる（ｑＩ2／kTは後段差動アンプのｇｍ）。
ところが一段目差動アンプ１の負荷抵抗Ｒが固定値で、
これに連らなるダイオードＤ１、Ｄ２の接合抵抗ｒがＩ
0で可変されるから、Ａ、Ａ′点における信号電流成分
の分流比がＩ0に従つて変化し、Ａ、Ａ′点から流出す
る信号電流ＩSGと差動アンプ１の各トランジスタＱ１、
Ｑ２を流れる信号電流との比率は固定でない。
これに連らなるダイオードＤ１、Ｄ２の接合抵抗ｒがＩ
0で可変されるから、Ａ、Ａ′点における信号電流成分
の分流比がＩ0に従つて変化し、Ａ、Ａ′点から流出す
る信号電流ＩSGと差動アンプ１の各トランジスタＱ１、
Ｑ２を流れる信号電流との比率は固定でない。
従つて第３図のコントロールアンプのゲインＧは、トラ
ンジスタのｈfeを十分大とすると、 となる。第２式でＲ／（Ｒ＋kT／ｑＩ0）の項は分流比
の変化を代表している。
ンジスタのｈfeを十分大とすると、 となる。第２式でＲ／（Ｒ＋kT／ｑＩ0）の項は分流比
の変化を代表している。
第２式において、ゲインを増加しようとしてＩ0を小さ
くした場合に、１／Ｉ0とＧとの比例関係が成立しなく
なり、非線形の制御特性となる。特にＧが大の領域で
は、Ｇの増加が飽和し、大ゲインを得ることができな
い。
くした場合に、１／Ｉ0とＧとの比例関係が成立しなく
なり、非線形の制御特性となる。特にＧが大の領域で
は、Ｇの増加が飽和し、大ゲインを得ることができな
い。
更にＡ、Ａ′点の直流電位はＶCC−Ｒ（Ｉ1＋Ｉ0）とな
り、Ｉ0を変化させると直流電位が大きく変化し、差動
アンプ１、２の動作点が変わると共に、アンプのダイナ
ミツクレンジが制限を受けて縮小する。
り、Ｉ0を変化させると直流電位が大きく変化し、差動
アンプ１、２の動作点が変わると共に、アンプのダイナ
ミツクレンジが制限を受けて縮小する。
第１図に示すように、前段アンプ１と、ＰＮ接合Ｄ１、
Ｄ２と、後段アンプ２とからなり、前段アンプ１は、差
動入力を受ける差動対トランジスタＱ１、Ｑ２と、この
差動対トランジスタＱ１、Ｑ２の一対の出力部に結合さ
れた第１の電流値（Ｉ０＋Ｉ１）の一対の定電流負荷
と、上記差動対トランジスタの夫々の動作電流を上記第
１の電流値より小さい第２の電流値（Ｉ２）にする共通
電流源とを備える。
Ｄ２と、後段アンプ２とからなり、前段アンプ１は、差
動入力を受ける差動対トランジスタＱ１、Ｑ２と、この
差動対トランジスタＱ１、Ｑ２の一対の出力部に結合さ
れた第１の電流値（Ｉ０＋Ｉ１）の一対の定電流負荷
と、上記差動対トランジスタの夫々の動作電流を上記第
１の電流値より小さい第２の電流値（Ｉ２）にする共通
電流源とを備える。
ＰＮ接合は、上記第１と第２の電流値の差（Ｉ０）を直
流バイアス電流とし、上記前段差動アンプ１の差動入力
により生じる信号電流（ｘ）が上記直流バイアス電流に
重畳して流れるように上記前段アンプ１の出力に接続さ
れている。
流バイアス電流とし、上記前段差動アンプ１の差動入力
により生じる信号電流（ｘ）が上記直流バイアス電流に
重畳して流れるように上記前段アンプ１の出力に接続さ
れている。
上記ＰＮ接合に生じる電圧信号を一対の差動対トランジ
スタＱ３、Ｑ４を備える後段差動アンプ２とに供給し、
上記ＰＮ接合に流す上記直流バイアス電流を可変にして
ゲインを制御する構成である。
スタＱ３、Ｑ４を備える後段差動アンプ２とに供給し、
上記ＰＮ接合に流す上記直流バイアス電流を可変にして
ゲインを制御する構成である。
前段差動アンプ１の出力点Ａ（Ａ′）において、アンプ
側に流れる信号電流を＋ｘとすると、Ａ点に流入する電
流が一定（Ｉ0＋Ｉ1）であるから、Ａ点から外へ流出す
る信号電流は−ｘとなる。つまり出力信号電流が初段差
動アンプ１を流れる信号電流と完全に対応し、この対応
関係は、ＰＮ接合（Ｄ１、Ｄ２）に重畳させるゲイン制
御のための直流電流Ｉ0を可変にしても全く変化しな
い。従つてＩ0を可変にしたときに、ＰＮ接合の抵抗 とアンプゲインとの比例関係が完全な直線式となり、従
来含まれていた非線形項を除去することができる。
側に流れる信号電流を＋ｘとすると、Ａ点に流入する電
流が一定（Ｉ0＋Ｉ1）であるから、Ａ点から外へ流出す
る信号電流は−ｘとなる。つまり出力信号電流が初段差
動アンプ１を流れる信号電流と完全に対応し、この対応
関係は、ＰＮ接合（Ｄ１、Ｄ２）に重畳させるゲイン制
御のための直流電流Ｉ0を可変にしても全く変化しな
い。従つてＩ0を可変にしたときに、ＰＮ接合の抵抗 とアンプゲインとの比例関係が完全な直線式となり、従
来含まれていた非線形項を除去することができる。
第１図は本発明の一実施例のゲインコントロールアンプ
を示し、第３図の初段差動アンプ１のコレクタ抵抗Ｒ
（一対）を定電流源Ｉ0＋Ｉ1に置換え、且つダイオード
Ｄ１、Ｄ２のカソードに連らなる電流源２Ｉ0を電圧源
ＶDCに置換えた点が従来との相違点である。
を示し、第３図の初段差動アンプ１のコレクタ抵抗Ｒ
（一対）を定電流源Ｉ0＋Ｉ1に置換え、且つダイオード
Ｄ１、Ｄ２のカソードに連らなる電流源２Ｉ0を電圧源
ＶDCに置換えた点が従来との相違点である。
初段差動アンプ１のトランジスタＱ１、Ｑ２に流れる電
流は、バランス状態でＩ1で、差動入力ｖiが印加された
ときＩ1＋ｘ、Ｉ1−ｘ（ｘは信号電流）となる。Ｑ１、
Ｑ２のコレクタに連らなる一対の定電流源は固定の電流
Ｉ0＋Ｉ1を供給するから、Ａ、Ａ′点から流出する電流
はＩ0−ｘ、Ｉ0＋ｘとなる。即ち、トランジスタＱ１、
Ｑ２を流れる信号電流ｘと全く同一の電流がＡ、Ａ′点
から流出し、ダイオードＤ１、Ｄ２を流れる。ダイオー
ドＤ１、Ｄ２を流れる直流分はＩ0を可変することによ
つて制御することができ、従つて１／Ｉ0 を可変数とするゲインコントロールを行うことができ
る。
流は、バランス状態でＩ1で、差動入力ｖiが印加された
ときＩ1＋ｘ、Ｉ1−ｘ（ｘは信号電流）となる。Ｑ１、
Ｑ２のコレクタに連らなる一対の定電流源は固定の電流
Ｉ0＋Ｉ1を供給するから、Ａ、Ａ′点から流出する電流
はＩ0−ｘ、Ｉ0＋ｘとなる。即ち、トランジスタＱ１、
Ｑ２を流れる信号電流ｘと全く同一の電流がＡ、Ａ′点
から流出し、ダイオードＤ１、Ｄ２を流れる。ダイオー
ドＤ１、Ｄ２を流れる直流分はＩ0を可変することによ
つて制御することができ、従つて１／Ｉ0 を可変数とするゲインコントロールを行うことができ
る。
Ｉ0を変化させても、Ａ点（又はＡ′点）における信号
電流の分流比は全く変化しない。即ち、トランジスタＱ
１（Ｑ２）側に流れる信号電流ｘが増加すれば、その増
加分だけＡ点（Ａ′点）から流出する信号電流が減小
（負方向に増大）するという関係が常に保たれていて、
分流比は常に固定値−１であり、分流電流の総和は零で
ある。
電流の分流比は全く変化しない。即ち、トランジスタＱ
１（Ｑ２）側に流れる信号電流ｘが増加すれば、その増
加分だけＡ点（Ａ′点）から流出する信号電流が減小
（負方向に増大）するという関係が常に保たれていて、
分流比は常に固定値−１であり、分流電流の総和は零で
ある。
定電流源Ｉ0＋Ｉ1の交流インピーダンスは無限大である
から、第２式においてＲ＝∞にした場合が第１図のアン
プのゲインで、 となる。従つてＧと1/I0との比例関係が広範囲にわたつ
て保たれる。
から、第２式においてＲ＝∞にした場合が第１図のアン
プのゲインで、 となる。従つてＧと1/I0との比例関係が広範囲にわたつ
て保たれる。
ダイオードＤ１、Ｄ２のカソードに接続した電圧源ＶDC
は、後段差動アンプ２の入力バイアスを所定値にするた
めのものであり、その電圧値はゲインコントロール特性
と本質的に無関係である。従つて第２図Ａのようにベー
ス電位をＶDCに固定したＰＮＰトランジスタＱ５を用い
てもよい。或いは、第２図Ｂのように同じくベースをＶ
DCに固定したＰＮＰトランジスタＱ６、Ｑ７を用いて、
そのエミツタ・ベース接合をダイオードＤ１、Ｄ２の代
用としてもよい。
は、後段差動アンプ２の入力バイアスを所定値にするた
めのものであり、その電圧値はゲインコントロール特性
と本質的に無関係である。従つて第２図Ａのようにベー
ス電位をＶDCに固定したＰＮＰトランジスタＱ５を用い
てもよい。或いは、第２図Ｂのように同じくベースをＶ
DCに固定したＰＮＰトランジスタＱ６、Ｑ７を用いて、
そのエミツタ・ベース接合をダイオードＤ１、Ｄ２の代
用としてもよい。
また電圧源ＶDCとして、第２図Ｃのように抵抗ＲD（イ
ンピーダンスを有するもの）を用いてもよい。この場
合、抵抗ＲDに流入する信号電流はダイオードＤ１から
の−ｘと、ダイオードＤ２からの＋ｘで相殺するから、
電圧源ＶDCがインピーダンスを有していてもゲインを決
定するフアクタにはならない。なおＩ0を可変にするこ
とにより抵抗ＲDの直流電位が変わるが、この変化分は
後段差動アンプ２の同相入力として無視される。
ンピーダンスを有するもの）を用いてもよい。この場
合、抵抗ＲDに流入する信号電流はダイオードＤ１から
の−ｘと、ダイオードＤ２からの＋ｘで相殺するから、
電圧源ＶDCがインピーダンスを有していてもゲインを決
定するフアクタにはならない。なおＩ0を可変にするこ
とにより抵抗ＲDの直流電位が変わるが、この変化分は
後段差動アンプ２の同相入力として無視される。
なお電圧源ＶDCを定電圧源にすると、Ａ点、Ａ′点の直
流電位は、ＶDC＋ＶF（ＶFはダイオードＤ１、Ｄ２の順
方向オン電圧）に固定される。従つてＩ0を可変したこ
とによるＡ、Ａ′の電位変動は生じ無いから、アンプ系
の直流動作点を固定して、最大ダイナミツクレンジを得
るように最適動作点を設定することができる。
流電位は、ＶDC＋ＶF（ＶFはダイオードＤ１、Ｄ２の順
方向オン電圧）に固定される。従つてＩ0を可変したこ
とによるＡ、Ａ′の電位変動は生じ無いから、アンプ系
の直流動作点を固定して、最大ダイナミツクレンジを得
るように最適動作点を設定することができる。
第１図の基本回路では、トランジスタＱ１、Ｑ２のコレ
クタがトランジスタＱ３、Ｑ４のベースに直結されてい
る。このため直流設計に困難が生じる場合には、Ｑ１、
Ｑ２のコレクタとＱ３、Ｑ４のベースとの間にダイオー
ド、抵抗等のＤＣシフト素子（電流の連続性を失わない
もの）を挿入してもよい。
クタがトランジスタＱ３、Ｑ４のベースに直結されてい
る。このため直流設計に困難が生じる場合には、Ｑ１、
Ｑ２のコレクタとＱ３、Ｑ４のベースとの間にダイオー
ド、抵抗等のＤＣシフト素子（電流の連続性を失わない
もの）を挿入してもよい。
また定電流源Ｉ0＋Ｉ1は、Ｉ0を可変したときに、トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２の動作に必要な電流（Ｉ1）を損じ
ない程度の値であればよく、好ましくはＩ1を基本値と
して固定し、それに可変分Ｉ0を上乗せしたような可変
電流を発生するような回路手段であつてもよい。
ンジスタＱ１、Ｑ２の動作に必要な電流（Ｉ1）を損じ
ない程度の値であればよく、好ましくはＩ1を基本値と
して固定し、それに可変分Ｉ0を上乗せしたような可変
電流を発生するような回路手段であつてもよい。
ゲインコントロールは、後段差動アンプ２の共通電流源
Ｉ2（第３式）を可変にしても達成できる。
Ｉ2（第３式）を可変にしても達成できる。
本発明によると、前段差動アンプの差動対トランジスタ
の負荷電流及び動作電流が夫々一定であるため、差動対
トランジスタを流れる信号電流と同じ大きさの電流がＰ
Ｎ接合を流れる信号電流となり、この関係はゲイン制御
のためにＰＮ接合に流す直流バイアス電流（負荷電流と
動作電流との差電流）の大小により変動することがな
く、従って、ゲインとゲイン制御変数との関係式に生じ
ていた非線形項を除去して、広範囲にわたって直線のゲ
イン制御特性が得られる。またゲイン制御のために定電
流負荷の電流値を変化させても、差動対トランジスタの
動作点電流が変化することがないので、前段差動アンプ
の直流動作点を最大ダイナミツクレンジが得られるよう
に固定することができる。
の負荷電流及び動作電流が夫々一定であるため、差動対
トランジスタを流れる信号電流と同じ大きさの電流がＰ
Ｎ接合を流れる信号電流となり、この関係はゲイン制御
のためにＰＮ接合に流す直流バイアス電流（負荷電流と
動作電流との差電流）の大小により変動することがな
く、従って、ゲインとゲイン制御変数との関係式に生じ
ていた非線形項を除去して、広範囲にわたって直線のゲ
イン制御特性が得られる。またゲイン制御のために定電
流負荷の電流値を変化させても、差動対トランジスタの
動作点電流が変化することがないので、前段差動アンプ
の直流動作点を最大ダイナミツクレンジが得られるよう
に固定することができる。
第１図は本発明の一実施例を示すゲインコントロールア
ンプの回路図、第２図は第１図の電圧源ＶDCの具体例、
第３図は従来のゲインコントロールアンプの回路図であ
る。 なお図面に用いた符号において、 １……前段差動アンプ ２……後段差動アンプ Ｄ１，Ｄ２……ダイオード Ｉ0＋Ｉ1……定電流源 Ａ，Ａ′……出力点 ｘ……信号電流 ＶDC……電圧源 ２Ｉ1，２Ｉ2……電流源 である。
ンプの回路図、第２図は第１図の電圧源ＶDCの具体例、
第３図は従来のゲインコントロールアンプの回路図であ
る。 なお図面に用いた符号において、 １……前段差動アンプ ２……後段差動アンプ Ｄ１，Ｄ２……ダイオード Ｉ0＋Ｉ1……定電流源 Ａ，Ａ′……出力点 ｘ……信号電流 ＶDC……電圧源 ２Ｉ1，２Ｉ2……電流源 である。
Claims (1)
- 【請求項１】差動入力を受ける差動対トランジスタと、
この差動対トランジスタの一対の出力部に結合された第
１の電流値の一対の定電流負荷と、上記差動対トランジ
スタの夫々の動作電流を上記第１の電流値より小さい第
２の電流値にする共通電流源とを備える前段差動アンプ
と、 上記第１と第２の電流値の差を直流バイアス電流とし、
上記前段差動アンプの差動入力により生じる信号電流を
上記直流バイアス電流に重畳するように上記前段アンプ
の出力に接続された一対のＰＮ接合と、 上記ＰＮ接合に生じる電圧信号が供給される一対の差動
対トランジスタを備える後段差動アンプとを具備し、 上記ＰＮ接合に流す上記直流バイアス電流を可変にして
ゲインを制御するようにしたゲインコントロールアン
プ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60051150A JPH0630423B2 (ja) | 1985-03-14 | 1985-03-14 | ゲインコントロ−ルアンプ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60051150A JPH0630423B2 (ja) | 1985-03-14 | 1985-03-14 | ゲインコントロ−ルアンプ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61210714A JPS61210714A (ja) | 1986-09-18 |
| JPH0630423B2 true JPH0630423B2 (ja) | 1994-04-20 |
Family
ID=12878784
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60051150A Expired - Lifetime JPH0630423B2 (ja) | 1985-03-14 | 1985-03-14 | ゲインコントロ−ルアンプ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0630423B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0680997B2 (ja) * | 1985-12-05 | 1994-10-12 | ソニー株式会社 | 掛算回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8001117A (nl) * | 1980-02-25 | 1981-09-16 | Philips Nv | Versterkertrap met regelbare versterkingsfaktor uitgevoerd met veldeffekttransistoren. |
| JPS6020610A (ja) * | 1983-07-15 | 1985-02-01 | Iwatsu Electric Co Ltd | 電圧利得可変増幅器 |
-
1985
- 1985-03-14 JP JP60051150A patent/JPH0630423B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61210714A (ja) | 1986-09-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4540951A (en) | Amplifier circuit | |
| JPH02137509A (ja) | 利得制御増幅回路 | |
| JPS5810008B2 (ja) | ブツシユブルゾウフクキ | |
| GB2068190A (en) | Class "b" type amplifier | |
| JPS613511A (ja) | 差動増幅器回路 | |
| GB2266021A (en) | Power amplifier with reduced non-linear distortion | |
| JPH0626287B2 (ja) | 増幅装置 | |
| JPH0752815B2 (ja) | プツシユプル増幅器 | |
| JPH0732329B2 (ja) | 電力増幅器の出力段 | |
| JPH0630423B2 (ja) | ゲインコントロ−ルアンプ | |
| JPH06276037A (ja) | オーディオ用パワーアンプ | |
| JP2591853B2 (ja) | クランプ回路 | |
| JP2781850B2 (ja) | 利得可変増幅回路 | |
| KR830001932B1 (ko) | 증폭회로 | |
| JP2716560B2 (ja) | 半導体集積回路 | |
| JP3505408B2 (ja) | 電圧電流変換回路 | |
| JPH0680997B2 (ja) | 掛算回路 | |
| JPH0828627B2 (ja) | 増幅回路 | |
| JPH0332096Y2 (ja) | ||
| JPH0744410B2 (ja) | 利得制御回路 | |
| JPH033403B2 (ja) | ||
| JPS6123691B2 (ja) | ||
| JPH0297105A (ja) | 帰還制御増幅回路 | |
| JPH0691389B2 (ja) | 利得制御増幅器 | |
| JPH0479482B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |