JPH0630449B2 - 干渉検出装置 - Google Patents
干渉検出装置Info
- Publication number
- JPH0630449B2 JPH0630449B2 JP62048047A JP4804787A JPH0630449B2 JP H0630449 B2 JPH0630449 B2 JP H0630449B2 JP 62048047 A JP62048047 A JP 62048047A JP 4804787 A JP4804787 A JP 4804787A JP H0630449 B2 JPH0630449 B2 JP H0630449B2
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- JP
- Japan
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- circuit
- interference
- detection
- wave
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- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 本発明は干渉検出装置において、 音声信号でＦＭ変調をかけられたときＩＦフィルタの帯
域制限によってそのＦＭ変調がＡＭ変調として存在する
ため、干渉によるＡＭ成分と区別できなくなるという本
出願人が同日付で提案した装置の問題点を解決するた
め、 ＦＭ復調出力を整流した検波電圧に応じて整流回路のバ
イアス電圧を可変する構成とすることにより、 周波数偏移の大きいＦＭ変調がかかった場合、バイアス
電圧を低くしてＦＭ−ＡＭ変換による成分と干渉による
ＡＭ成分とを区別して高精度に干渉検出し得るようにし
たものである。
域制限によってそのＦＭ変調がＡＭ変調として存在する
ため、干渉によるＡＭ成分と区別できなくなるという本
出願人が同日付で提案した装置の問題点を解決するた
め、 ＦＭ復調出力を整流した検波電圧に応じて整流回路のバ
イアス電圧を可変する構成とすることにより、 周波数偏移の大きいＦＭ変調がかかった場合、バイアス
電圧を低くしてＦＭ−ＡＭ変換による成分と干渉による
ＡＭ成分とを区別して高精度に干渉検出し得るようにし
たものである。
本発明は干渉検出装置、特に、狭帯域ＦＭ受信機におい
て、周波数偏移の大きいＦＭ変調がかかった場合にも高
精度に干渉検出し得る装置に関する。
て、周波数偏移の大きいＦＭ変調がかかった場合にも高
精度に干渉検出し得る装置に関する。
このような狭帯域ＦＭ受信機を用いた場合、音声信号で
ＦＭ変調をかけられた信号がＩＦフィルタによって帯域
制限をかけられると、そのＦＭ変調がＡＭ変調となって
（いわゆるＦＭ−ＡＭ変換）ＩＦ増幅器出力に現われ、
特に、周波数偏移が大きい場合は深いＡＭ変調となる。
このため、干渉によるＡＭ成分と区別がつかなくなり、
干渉検出精度が低くなる。そこで、この音声変調による
干渉測定誤差をなくすことが高精度の干渉検出にとって
必要である。
ＦＭ変調をかけられた信号がＩＦフィルタによって帯域
制限をかけられると、そのＦＭ変調がＡＭ変調となって
（いわゆるＦＭ−ＡＭ変換）ＩＦ増幅器出力に現われ、
特に、周波数偏移が大きい場合は深いＡＭ変調となる。
このため、干渉によるＡＭ成分と区別がつかなくなり、
干渉検出精度が低くなる。そこで、この音声変調による
干渉測定誤差をなくすことが高精度の干渉検出にとって
必要である。
ところで、自動車電話システム，コードレス電話システ
ム等同一周波数を繰返し利用するマルチチャンネル方式
の移動通信システムでは、同一周波数のＵ波（妨害波）
による干渉のためにＤ波（希望波）のＳＮ比が劣化して
音声の明瞭度が悪くなることがあるが、このような音声
明瞭度の劣化を防止し、干渉があるチャンネルは別の干
渉のないチャンネルに切換えることがある。
ム等同一周波数を繰返し利用するマルチチャンネル方式
の移動通信システムでは、同一周波数のＵ波（妨害波）
による干渉のためにＤ波（希望波）のＳＮ比が劣化して
音声の明瞭度が悪くなることがあるが、このような音声
明瞭度の劣化を防止し、干渉があるチャンネルは別の干
渉のないチャンネルに切換えることがある。
この場合、Ｄ波及びＵ波の干渉比（ＤＵ比）を正確に検
出することはシステムの品質向上につながり、このため
干渉検出を高精度に実現し得る装置が必要とされる。
出することはシステムの品質向上につながり、このため
干渉検出を高精度に実現し得る装置が必要とされる。
従来の干渉検出装置は、ＩＦ出力を自乗包絡線検波して
Ｕ波による包絡線ビート成分を検出し、これから高周波
成分の２乗平均値２〈ＥＤ ２〉〈ＥＵ ２〉と低周波成分
の平均値〈ＥＤ ２〉＋〈ＥＵ ２〉とを得て干渉比「＝
（〈ＥＵ ２〉／〈ＥＤ ２〉）を得る。ここに、ＥＤはＤ
波の振幅、ＥＵはＵ波の振幅である。
Ｕ波による包絡線ビート成分を検出し、これから高周波
成分の２乗平均値２〈ＥＤ ２〉〈ＥＵ ２〉と低周波成分
の平均値〈ＥＤ ２〉＋〈ＥＵ ２〉とを得て干渉比「＝
（〈ＥＵ ２〉／〈ＥＤ ２〉）を得る。ここに、ＥＤはＤ
波の振幅、ＥＵはＵ波の振幅である。
このものは、自乗包絡線検波によって包絡線ビート成分
を求めているので、干渉比を検出するのにＤ波，Ｕ波の
レベルを包絡線検波の高周波成分及び低周波成分から求
める必要があり、Ｄ波レベルの測定精度、及び、干渉に
よる高周波成分の測定精度の双方に高精度が要求され、
回路が複雑になり、しかも測定のばらつきが大きくなる
問題点があった。
を求めているので、干渉比を検出するのにＤ波，Ｕ波の
レベルを包絡線検波の高周波成分及び低周波成分から求
める必要があり、Ｄ波レベルの測定精度、及び、干渉に
よる高周波成分の測定精度の双方に高精度が要求され、
回路が複雑になり、しかも測定のばらつきが大きくなる
問題点があった。
そこで、本出願人は上記問題点を解決するために本発明
装置と同日付で干渉検出装置を提案した。このものは、
第５図に示す如く、Ｕ波を含む受信電波の信号を対数検
波する対数検波回路１と、この対数検波回路１からの対
数検波信号から高域フィルタ３にて干渉による高周波成
分のみを取出して全波整流回路５、積分回路６にてその
振幅に応じたＤＣ値を得る整流回路２とよりなる。
装置と同日付で干渉検出装置を提案した。このものは、
第５図に示す如く、Ｕ波を含む受信電波の信号を対数検
波する対数検波回路１と、この対数検波回路１からの対
数検波信号から高域フィルタ３にて干渉による高周波成
分のみを取出して全波整流回路５、積分回路６にてその
振幅に応じたＤＣ値を得る整流回路２とよりなる。
このものは、受信信号を対数検波するので、その高周波
数分はＤ波，Ｕ波を合わせた総合受信電界レベルに依ら
ずに検出でき、これにより、Ｄ波レベルの測定精度等を
高精度に要求されていた従来例に比して回路を簡単に構
成し得、しかも対数検波回路を用いているので測定誤差
が比較的少なく、高精度に干渉検出できる。
数分はＤ波，Ｕ波を合わせた総合受信電界レベルに依ら
ずに検出でき、これにより、Ｄ波レベルの測定精度等を
高精度に要求されていた従来例に比して回路を簡単に構
成し得、しかも対数検波回路を用いているので測定誤差
が比較的少なく、高精度に干渉検出できる。
然るに、前述した如く、狭帯域ＦＭ受信機を用いた場
合、音声信号でＦＭ変調をかけられた信号がＩＦフィル
タによって帯域制限をかけられると、そのＦＭ変調がＡ
Ｍ変調となって（いわゆるＦＭ−ＡＭ変換）ＩＦ増幅器
出力に現われ、特に、周波数偏移が大きい場合は深いＡ
Ｍ変調となる。このため、第５図に示す装置でも干渉に
よるＡＭ成分と区別がつかなくなり、干渉検出精度が低
くなる問題点があった。
合、音声信号でＦＭ変調をかけられた信号がＩＦフィル
タによって帯域制限をかけられると、そのＦＭ変調がＡ
Ｍ変調となって（いわゆるＦＭ−ＡＭ変換）ＩＦ増幅器
出力に現われ、特に、周波数偏移が大きい場合は深いＡ
Ｍ変調となる。このため、第５図に示す装置でも干渉に
よるＡＭ成分と区別がつかなくなり、干渉検出精度が低
くなる問題点があった。
本発明になる干渉検出装置は、第１図に示す如く、妨害
波を含む受信電波の信号を対数検波する対数検波回路１
と、該受信電波の信号をＦＭ復調してＦＭ変調度に応じ
たＤＣレベルを得るＦＭ検波整流回路（９，１０，１
１）と、このＦＭ検波整流回路（９，１０，１１）の直
流成分に応じてＤＣバイアス電圧を可変される構成で、
上記対数検波回路１からの対数検波信号から高周波成分
のみを取出してその振幅に応じたＤＣ値を得る回路１４
とよりなる。
波を含む受信電波の信号を対数検波する対数検波回路１
と、該受信電波の信号をＦＭ復調してＦＭ変調度に応じ
たＤＣレベルを得るＦＭ検波整流回路（９，１０，１
１）と、このＦＭ検波整流回路（９，１０，１１）の直
流成分に応じてＤＣバイアス電圧を可変される構成で、
上記対数検波回路１からの対数検波信号から高周波成分
のみを取出してその振幅に応じたＤＣ値を得る回路１４
とよりなる。
音声変調によるＦＭ−ＡＭ変換のＡＭ変調成分が重畳さ
れた場合、このＡＭ変調成分の振幅の分だけ全波整流回
路１３のバイアス電圧を低下させている。もって、この
ＡＭ変調成分に影響されることなく干渉による高周波成
分の大きさのみ取出し得る。
れた場合、このＡＭ変調成分の振幅の分だけ全波整流回
路１３のバイアス電圧を低下させている。もって、この
ＡＭ変調成分に影響されることなく干渉による高周波成
分の大きさのみ取出し得る。
第１図は本発明装置の一実施例のブロック図を示し、同
図中、第５図と同一構成部分には同一番号を付してその
説明を省略する。同図中、７は対数増幅器、８はリミッ
タ、９はＦＭ検波回路で、ＦＭ検波回路９の出力はＦＭ
復調出力として例えばスピーカや電話機の受話器等に供
給される。
図中、第５図と同一構成部分には同一番号を付してその
説明を省略する。同図中、７は対数増幅器、８はリミッ
タ、９はＦＭ検波回路で、ＦＭ検波回路９の出力はＦＭ
復調出力として例えばスピーカや電話機の受話器等に供
給される。
１０は整流回路、１１は積分回路、１２は直流増幅器
で、これらの回路にてＦＭ検波出力のレベル（音声変調
度）に応じたＤＣ値が得られる。
で、これらの回路にてＦＭ検波出力のレベル（音声変調
度）に応じたＤＣ値が得られる。
１３は全波整流回路で、直流増幅器１２からの音声変調
度に対応したレベルの電圧に応じてその内部におけるバ
イアス電圧を可変されるものである。高域フィルタ３、
交流増幅器４、全波整流回路１３、積分回路６にて整流
回路１４が構成されており、交流増幅器４、全波整流回
路１３、積分回路６は第３図に示す構成とされている。
全波整流回路１３は、後述の如く、そのバイアス電圧
を、第２図に示す如く、音声変調度が例えば２ｋＨｚ程
度以下の比較的低い範囲ではある所定レベルに保持さ
れ、２ＫＨｚ以上の比較的高い範囲では音声変調度に応
じて所定レベル以下に可変される。
度に対応したレベルの電圧に応じてその内部におけるバ
イアス電圧を可変されるものである。高域フィルタ３、
交流増幅器４、全波整流回路１３、積分回路６にて整流
回路１４が構成されており、交流増幅器４、全波整流回
路１３、積分回路６は第３図に示す構成とされている。
全波整流回路１３は、後述の如く、そのバイアス電圧
を、第２図に示す如く、音声変調度が例えば２ｋＨｚ程
度以下の比較的低い範囲ではある所定レベルに保持さ
れ、２ＫＨｚ以上の比較的高い範囲では音声変調度に応
じて所定レベル以下に可変される。
先ず、干渉検出の一般的な動作について説明する。対数
検波回路１の出力は高域フィルタ３にて例えば100ｍＶ
Ｐ−Ｐの高周波成分ａ（第４図（Ａ））のみを取出さ
れ、交流増幅器４にて増幅されて例えば300ｍＶＰ−Ｐ
の信号ｂ（第４図（Ｂ））とされ、全波整流回路１３に
供給される。ここで、全波整流されて150ｍＶＰ−Ｐの
全波整流波形とされ、直流増幅器１２からの例えば、
２．５Ｖの電圧をバイアス電圧として信号ｃ（第４図
（Ｃ））とされる。全波整流信号ｃは積分回路６にて積
分され、（バイアス電圧２．５Ｖ）＋150ｍＶ＝２．６
５ＶのＤＣ電圧ｄ（第４図（Ｄ））とされ、これが干渉
量として取出される。
検波回路１の出力は高域フィルタ３にて例えば100ｍＶ
Ｐ−Ｐの高周波成分ａ（第４図（Ａ））のみを取出さ
れ、交流増幅器４にて増幅されて例えば300ｍＶＰ−Ｐ
の信号ｂ（第４図（Ｂ））とされ、全波整流回路１３に
供給される。ここで、全波整流されて150ｍＶＰ−Ｐの
全波整流波形とされ、直流増幅器１２からの例えば、
２．５Ｖの電圧をバイアス電圧として信号ｃ（第４図
（Ｃ））とされる。全波整流信号ｃは積分回路６にて積
分され、（バイアス電圧２．５Ｖ）＋150ｍＶ＝２．６
５ＶのＤＣ電圧ｄ（第４図（Ｄ））とされ、これが干渉
量として取出される。
一方、受信機からのＩＦ出力は対数増幅器７、リミッタ
８を介してＦＭ検波回路９に供給され、ここでＦＭ復調
されて外部に取出される一方、整流回路１０にて整流さ
れ、積分回路１１にて積分され、直流増幅器１２にて増
幅されて音声変調度に応じたＤＣレベルとして取出され
る。
８を介してＦＭ検波回路９に供給され、ここでＦＭ復調
されて外部に取出される一方、整流回路１０にて整流さ
れ、積分回路１１にて積分され、直流増幅器１２にて増
幅されて音声変調度に応じたＤＣレベルとして取出され
る。
次に、前述の如きＦＭ−ＡＭ変換によって干渉波にこの
ＡＭ変調成分が重畳された場合について説明する。例え
ば挾帯域（帯域幅８．５ｋＨｚ）受信機では、特に、２
ｋＨｚ程度以上の音声変調度が比較的大きく、交流増幅
器４の出力が例えば600ｍＶＰ−Ｐになったとすると、
全波整流回路１３による全波整流波形は300ｍＶＰ−Ｐ
になる。この場合、直流増幅器１２からの電圧により全
波整流回路１３のバイアス電圧は第４図（Ｃ）に示す
２．５Ｖより低下（例えばＦＭ−ＡＭ変換によるＡＭ変
調成分によって増大する交流増幅器４の出力の振幅の1/
2、つまり、150ｍＶＰ−Ｐ低下）する。即ち、音声変調
度が大になる程直流増幅器１２の出力も大になるので、
全波整流回路１３のバイアス電圧は第２図に示すように
低くなる。これにより、バイアス電圧は２．３５Ｖとな
り、積分回路６にて積分されて２．６５ＶのＤＣ電圧と
なる。
ＡＭ変調成分が重畳された場合について説明する。例え
ば挾帯域（帯域幅８．５ｋＨｚ）受信機では、特に、２
ｋＨｚ程度以上の音声変調度が比較的大きく、交流増幅
器４の出力が例えば600ｍＶＰ−Ｐになったとすると、
全波整流回路１３による全波整流波形は300ｍＶＰ−Ｐ
になる。この場合、直流増幅器１２からの電圧により全
波整流回路１３のバイアス電圧は第４図（Ｃ）に示す
２．５Ｖより低下（例えばＦＭ−ＡＭ変換によるＡＭ変
調成分によって増大する交流増幅器４の出力の振幅の1/
2、つまり、150ｍＶＰ−Ｐ低下）する。即ち、音声変調
度が大になる程直流増幅器１２の出力も大になるので、
全波整流回路１３のバイアス電圧は第２図に示すように
低くなる。これにより、バイアス電圧は２．３５Ｖとな
り、積分回路６にて積分されて２．６５ＶのＤＣ電圧と
なる。
このように、音声変調によるＦＭ−ＡＭ変換のＡＭ変調
成分が重畳された場合、このＡＭ変調成分の振幅の分だ
け全波整流回路１３のバイアス電圧を低下させているの
で、このＡＭ変調成分に影響されることなく干渉による
高周波数成分の大きさのみ取出し得る。
成分が重畳された場合、このＡＭ変調成分の振幅の分だ
け全波整流回路１３のバイアス電圧を低下させているの
で、このＡＭ変調成分に影響されることなく干渉による
高周波数成分の大きさのみ取出し得る。
本発明によれば、特に、妨害波に周波数偏移の大きいＦ
Ｍ音声変調がかかった場合、ＦＭ−ＡＭ変換による成分
と干渉によるＡＭ成分とを区別して干渉を正確に検出し
得、干渉検出のダイナミックレンジを広げ得る等の特長
を有する。
Ｍ音声変調がかかった場合、ＦＭ−ＡＭ変換による成分
と干渉によるＡＭ成分とを区別して干渉を正確に検出し
得、干渉検出のダイナミックレンジを広げ得る等の特長
を有する。
第１図は本発明のブロック図、 第２図は音声変調度とバイアス電圧との関係を示す図、 第３図は第１図の要部の回路図、 第４図は第３図に示す回路の動作説明図、 第５図は本出願人が同日付で提案した装置のブロック図
である。 図において、 １は対数検波回路、 ３は高域フィルタ、 ６，１１は積分回路、 ７は対数増幅器、 ８はリミッタ、 ９はＦＭ検波回路、 １０，１４は整流回路、 １２は直流増幅器、 １３は全波整流回路である。
である。 図において、 １は対数検波回路、 ３は高域フィルタ、 ６，１１は積分回路、 ７は対数増幅器、 ８はリミッタ、 ９はＦＭ検波回路、 １０，１４は整流回路、 １２は直流増幅器、 １３は全波整流回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】同一周波数を繰返し利用するマルチチャン
ネル方式の移動通信システムで、同一周波数の妨害波に
よる干渉を検出する干渉検出装置において、 妨害波を含む受信電波の信号を対数検波する対数検波回
路（１）と、 該受信電波の信号をＦＭ復調してＦＭ変調度に応じたＤ
Ｃレベルを得るＦＭ検波整流回路（９，１０，１１）
と、 該ＦＭ検波整流回路（９，１０，１１）の直流成分に応
じてＤＣバイアス電圧を可変される構成で、 上記対数検波回路（１）からの対数検波信号から高周波
成分のみを取出してその振幅に応じたＤＣ値を得る回路
（１４）とよりなることを特徴とする干渉検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62048047A JPH0630449B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-03-03 | 干渉検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62048047A JPH0630449B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-03-03 | 干渉検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63215120A JPS63215120A (ja) | 1988-09-07 |
| JPH0630449B2 true JPH0630449B2 (ja) | 1994-04-20 |
Family
ID=12792412
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62048047A Expired - Fee Related JPH0630449B2 (ja) | 1987-03-03 | 1987-03-03 | 干渉検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0630449B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5579347A (en) * | 1994-12-28 | 1996-11-26 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Digitally compensated direct conversion receiver |
| DE10060483A1 (de) * | 2000-12-06 | 2002-06-13 | Philips Corp Intellectual Pty | Schaltungsanordnung |
-
1987
- 1987-03-03 JP JP62048047A patent/JPH0630449B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63215120A (ja) | 1988-09-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |