JPH06318921A - ステレオ−放送受信機における多重信号の復号化用回路装置 - Google Patents
ステレオ−放送受信機における多重信号の復号化用回路装置Info
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- JPH06318921A JPH06318921A JP6013734A JP1373494A JPH06318921A JP H06318921 A JPH06318921 A JP H06318921A JP 6013734 A JP6013734 A JP 6013734A JP 1373494 A JP1373494 A JP 1373494A JP H06318921 A JPH06318921 A JP H06318921A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/48—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for FM stereophonic broadcast systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 デジタル形式での多重信号の復号化を、デジ
タル回路技術における手段を用いて有利に実現させるこ
と。 【構成】 デジタル形式の多重信号が、９０°だけ相互
にずらされた２つの位相位置関係で放送受信機において
生成されたサンプリングクロックから得られた基準搬送
波と乗算され、多重化により生じたミクサ信号が、補正
されたミクサ信号の形成の下に各々１つの補正信号で乗
算され、補正されたミクサ信号は加算されて和信号と共
にステレオ−オーディオ信号形成のためにマトリックス
回路に供給されるように構成する。
タル回路技術における手段を用いて有利に実現させるこ
と。 【構成】 デジタル形式の多重信号が、９０°だけ相互
にずらされた２つの位相位置関係で放送受信機において
生成されたサンプリングクロックから得られた基準搬送
波と乗算され、多重化により生じたミクサ信号が、補正
されたミクサ信号の形成の下に各々１つの補正信号で乗
算され、補正されたミクサ信号は加算されて和信号と共
にステレオ−オーディオ信号形成のためにマトリックス
回路に供給されるように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ステレオ−放送受信機
における多重信号の復号化用の回路装置であって、前記
多重信号は、ベースバンド帯域の和信号と、差信号によ
って変調された搬送波と、当該搬送波の半分の周波数の
パイロット信号とを含んでいる回路装置に関する。
における多重信号の復号化用の回路装置であって、前記
多重信号は、ベースバンド帯域の和信号と、差信号によ
って変調された搬送波と、当該搬送波の半分の周波数の
パイロット信号とを含んでいる回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】多重信号の復号化のためには一方では副
搬送波周波の差分信号の復調が必要となり、他方ではそ
れによって生じた差分信号の、和信号によるマトリック
ス化が必要である。多重信号の中に含まれているパイロ
ット信号（多くは“パイロットトーン”と称される）は
搬送波の生成を可能にする。そのため搬送周波数の差分
信号の復調に対しては同期復調器ないし接続構成された
復調器が用いられ得る。これに関してはアナログ回路技
術分野において種々異なる回路技術が公知である。
搬送波周波の差分信号の復調が必要となり、他方ではそ
れによって生じた差分信号の、和信号によるマトリック
ス化が必要である。多重信号の中に含まれているパイロ
ット信号（多くは“パイロットトーン”と称される）は
搬送波の生成を可能にする。そのため搬送周波数の差分
信号の復調に対しては同期復調器ないし接続構成された
復調器が用いられ得る。これに関してはアナログ回路技
術分野において種々異なる回路技術が公知である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、例え
ばデジタル形式の多重信号の復号化を、デジタル回路技
術における手段を用いて有利に実現させることである。
ばデジタル形式の多重信号の復号化を、デジタル回路技
術における手段を用いて有利に実現させることである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明によれば上記課題
は、デジタル形式の多重信号が、相互に９０°だけずれ
た２つの位相位置関係で放送受信機において生成された
サンプリングクロックから得られた基準搬送波と乗算さ
れ、多重化により生じたミクサ信号が、補正されたミク
サ信号の形成の下に各々１つの補正信号と乗算され、補
正されたミクサ信号は加算されて和信号と共にステレオ
−オーディオ信号形成のためにマトリックス回路に供給
されるように構成されて解決される。
は、デジタル形式の多重信号が、相互に９０°だけずれ
た２つの位相位置関係で放送受信機において生成された
サンプリングクロックから得られた基準搬送波と乗算さ
れ、多重化により生じたミクサ信号が、補正されたミク
サ信号の形成の下に各々１つの補正信号と乗算され、補
正されたミクサ信号は加算されて和信号と共にステレオ
−オーディオ信号形成のためにマトリックス回路に供給
されるように構成されて解決される。
【０００５】本発明の回路装置によって得られる主な利
点は、基準搬送波がデジタル処理のために生成されたサ
ンプリングクロックと結合されることである。これによ
り、デジタル回路の設計仕様においてより一層の簡単化
が実現される（例えば記憶されたテーブルから基準搬送
波のサンプリング値を読み出すようなことが可能とな
る）。
点は、基準搬送波がデジタル処理のために生成されたサ
ンプリングクロックと結合されることである。これによ
り、デジタル回路の設計仕様においてより一層の簡単化
が実現される（例えば記憶されたテーブルから基準搬送
波のサンプリング値を読み出すようなことが可能とな
る）。
【０００６】さらに本発明の回路装置によって得られる
別の利点は、著しいコストと共に立上り特性に関する問
題の元となるパイロット信号からの基準搬送波の再生復
元が必要なくなったことである。本発明の回路装置にお
いてはスイッチオンの直後ないし選局の直後に直ちに搬
送波が可用になる。それにより差分信号の復調（これは
いずれにせよ補正回路の励振期間内においては最適には
補正されていないものである）が直ちに行われる。
別の利点は、著しいコストと共に立上り特性に関する問
題の元となるパイロット信号からの基準搬送波の再生復
元が必要なくなったことである。本発明の回路装置にお
いてはスイッチオンの直後ないし選局の直後に直ちに搬
送波が可用になる。それにより差分信号の復調（これは
いずれにせよ補正回路の励振期間内においては最適には
補正されていないものである）が直ちに行われる。
【０００７】本発明の有利な実施例によれば、補正信号
を形成するために当該多重信号が、基準搬送波を用いて
位相結合された基準−パイロット信号と、９０°だけ相
互にずらされた位相位置関係で乗算され、発生した別の
ミクサ信号がローパスフィルタリングされ、当該のロー
パスフィルタリングされた別のミクサ信号が第１の補正
信号形成のために２乗されて相互に減算され、さらに第
２の補正信号形成のために相互間で乗算されて２倍され
る。
を形成するために当該多重信号が、基準搬送波を用いて
位相結合された基準−パイロット信号と、９０°だけ相
互にずらされた位相位置関係で乗算され、発生した別の
ミクサ信号がローパスフィルタリングされ、当該のロー
パスフィルタリングされた別のミクサ信号が第１の補正
信号形成のために２乗されて相互に減算され、さらに第
２の補正信号形成のために相互間で乗算されて２倍され
る。
【０００８】本発明の別の有利な実施例によれば、前記
ローパスフィルタリングされた別のミクサ信号は、パイ
ロット信号の振幅を表す信号の形成のために２乗されて
加算される。これにより前記補正信号が、パイロット信
号の振幅を表す信号を用いてその振幅の正規化のために
制御される。
ローパスフィルタリングされた別のミクサ信号は、パイ
ロット信号の振幅を表す信号の形成のために２乗されて
加算される。これにより前記補正信号が、パイロット信
号の振幅を表す信号を用いてその振幅の正規化のために
制御される。
【０００９】パイロット信号の振幅を表す信号は例えば
受信品質を識別するために別の方式で評価されてもよ
い。
受信品質を識別するために別の方式で評価されてもよ
い。
【００１０】本発明の別の有利な実施例によれば、補正
信号の形成のためにさらにそれぞれ１つのフィルタが設
けられ、該フィルタの帯域幅は、受信放送局の選局切換
直後は大きくてその後は低減するように制御可能であ
り、さらに当該フィルタは補正信号の振幅の正規化のた
めに用いられる。
信号の形成のためにさらにそれぞれ１つのフィルタが設
けられ、該フィルタの帯域幅は、受信放送局の選局切換
直後は大きくてその後は低減するように制御可能であ
り、さらに当該フィルタは補正信号の振幅の正規化のた
めに用いられる。
【００１１】これによりステレオ受信状態の迅速な検出
と、選局切換後のミクサ信号の迅速な補正が可能にな
る。これに対して定常状態での動作においては僅かな帯
域幅がノイズの低減に寄与する。
と、選局切換後のミクサ信号の迅速な補正が可能にな
る。これに対して定常状態での動作においては僅かな帯
域幅がノイズの低減に寄与する。
【００１２】補正信号の導出のためのコストは、別のミ
クサ信号のローパスフィルタリングの後でサンプリング
レートの低減が行われる構成によって著しく低減され得
る。
クサ信号のローパスフィルタリングの後でサンプリング
レートの低減が行われる構成によって著しく低減され得
る。
【００１３】本発明のさらに別の有利な構成例及び実施
例は従属請求項に記載される。場合により従属請求項に
は別のミクサ信号から補正信号を導出するために別の回
路装置が含まれている。
例は従属請求項に記載される。場合により従属請求項に
は別のミクサ信号から補正信号を導出するために別の回
路装置が含まれている。
【００１４】
【実施例】次に本発明の実施例を図面に基づき詳細に説
明する。
明する。
【００１５】図中同じ部分には同じ符号が付されてい
る。本発明の実施例とその実施例の一部を表したものは
ブロック回路図で示されている。しかしながらこれは本
発明による回路装置が、当該ブロックに相応する個々の
回路を用いての実現にのみ制限されていることを意味す
るものではない。それどころか本発明による回路装置は
特に有利には大規模集積回路を用いて実現可能である。
この場合適切なプログラミングの下に、ブロック回路図
に示されているような処理過程を実行するデジタル信号
プロセッサを用いてもよい。本発明による回路装置は集
積回路内の別の回路装置と共に放送受信機の主要な構成
部分を形成するものである。
る。本発明の実施例とその実施例の一部を表したものは
ブロック回路図で示されている。しかしながらこれは本
発明による回路装置が、当該ブロックに相応する個々の
回路を用いての実現にのみ制限されていることを意味す
るものではない。それどころか本発明による回路装置は
特に有利には大規模集積回路を用いて実現可能である。
この場合適切なプログラミングの下に、ブロック回路図
に示されているような処理過程を実行するデジタル信号
プロセッサを用いてもよい。本発明による回路装置は集
積回路内の別の回路装置と共に放送受信機の主要な構成
部分を形成するものである。
【００１６】図１によるステレオ−デコーダには入力側
１を介してデジタル多重信号ＭＰＸが供給される。この
多重信号は公知の形式で和信号Ｌ＋Ｒ、差分信号Ｌ−Ｒ
で変調された搬送波、及びパイロット信号を含んでい
る。ＦＭ−ステレオ放送採用の場合、搬送波の周波数は
３８ｋＨｚであり、これに対してパイロット信号は１９
ｋＨｚの周波数を有している。パイロット信号の回路周
波数は以下では符号ｗpで示す。
１を介してデジタル多重信号ＭＰＸが供給される。この
多重信号は公知の形式で和信号Ｌ＋Ｒ、差分信号Ｌ−Ｒ
で変調された搬送波、及びパイロット信号を含んでい
る。ＦＭ−ステレオ放送採用の場合、搬送波の周波数は
３８ｋＨｚであり、これに対してパイロット信号は１９
ｋＨｚの周波数を有している。パイロット信号の回路周
波数は以下では符号ｗpで示す。
【００１７】搬送周波数の信号の復調のためには、図１
によるステレオ−デコーダでは乗算器２，３，４，５と
１つの加算器６が設けられている。これらの出力側から
は別の乗算器７を介して、復調された差分信号Ｌ−Ｒが
多重信号と共に（２つの別の加算器８，９からなる）マ
トリクス回路に供給される。復号化されたデジタルステ
レオ−オーディオ信号ＬとＲは２つのローパスフィルタ
を介して出力側１２，１３に達する。
によるステレオ−デコーダでは乗算器２，３，４，５と
１つの加算器６が設けられている。これらの出力側から
は別の乗算器７を介して、復調された差分信号Ｌ−Ｒが
多重信号と共に（２つの別の加算器８，９からなる）マ
トリクス回路に供給される。復号化されたデジタルステ
レオ−オーディオ信号ＬとＲは２つのローパスフィルタ
を介して出力側１２，１３に達する。
【００１８】乗算器２、３をもちいて多重信号はまず基
準搬送波と乗算される。この場合符号３の下での乗算
は、符号２の下での乗算に対して９０°だけ位相シフト
された基準搬送波で行われる。基準搬送波のサンプリン
グ値はテーブル１４から読み出される。この場合基準搬
送波の周波数はサンプリング周波数の整数分の１（これ
は多重信号を基礎とする）となる。サンプリング周波数
はそれ自体公知の形式で放送受信機において生成され
る。
準搬送波と乗算される。この場合符号３の下での乗算
は、符号２の下での乗算に対して９０°だけ位相シフト
された基準搬送波で行われる。基準搬送波のサンプリン
グ値はテーブル１４から読み出される。この場合基準搬
送波の周波数はサンプリング周波数の整数分の１（これ
は多重信号を基礎とする）となる。サンプリング周波数
はそれ自体公知の形式で放送受信機において生成され
る。
【００１９】２２８ｋＨｚの有利なサンプリング周波数
の下では基準搬送波の周期毎に６つのサンプリング値が
得られる。多重信号ＭＰＸのサンプリング値は、ＭＰＸ
n：＝ＭＰＸ（ｎ・Ｔ）に対して得られる。この場合の
ｎは以下に記載される量の下でも整数である。これは個
々のサンプリング値を表す。
の下では基準搬送波の周期毎に６つのサンプリング値が
得られる。多重信号ＭＰＸのサンプリング値は、ＭＰＸ
n：＝ＭＰＸ（ｎ・Ｔ）に対して得られる。この場合の
ｎは以下に記載される量の下でも整数である。これは個
々のサンプリング値を表す。
【００２０】多重信号は以下の式から得られる。
【００２１】ＭＰＸn＝（Ｌn＋Ｒn）＋（Ｌn−Ｒn）・
ｓｉｎ（２ｗpｎ・Ｔ＋２α）＋√Ａ・ｓｉｎ（ｗpｎ・
Ｔ＋α） テーブル１４から読み出された基準搬送波の値（ｓｉｎ
（２ｗpｔ）ないしｃｏｓ（２ｗpｔ）を用いての多重化
により以下のミクサ信号が得られる。
ｓｉｎ（２ｗpｎ・Ｔ＋２α）＋√Ａ・ｓｉｎ（ｗpｎ・
Ｔ＋α） テーブル１４から読み出された基準搬送波の値（ｓｉｎ
（２ｗpｔ）ないしｃｏｓ（２ｗpｔ）を用いての多重化
により以下のミクサ信号が得られる。
【００２２】 Ｉｍｒ１＝ＭＰＸn・ｓｉｎ（２ｗpｎＴ） ＝１／２（Ｌn−Ｒn）・ｃｏｓ２α＋…， （１） Ｉｍｒ２＝ＭＰＸn・ｃｏｓ（２ｗpｎＴ） ＝１／２（Ｌn−Ｒn）・ｓｉｎ２α＋…， （２） この場合αは受信されたパイロット信号と、受信機内の
サンプリングクロックから生成された基準パイロット信
号との間の位相差である。比較的高い周波数の項は前記
式（１）及び（２）には示されていない。なぜならこれ
らは後でローパスフィルタ１０，１１によってフィルタ
リングされるからである。
サンプリングクロックから生成された基準パイロット信
号との間の位相差である。比較的高い周波数の項は前記
式（１）及び（２）には示されていない。なぜならこれ
らは後でローパスフィルタ１０，１１によってフィルタ
リングされるからである。
【００２３】信号Ｉｍｒ１，Ｉｍｒ２は別の乗算器４，
５に供給される。この乗算器４，５の出力信号（以下別
のミクサ信号と称する）は以下の式で表される。
５に供給される。この乗算器４，５の出力信号（以下別
のミクサ信号と称する）は以下の式で表される。
【００２４】Ｉｍｓ１＝Ｉｍｒ１・Ｇ３８ｃ ＝１／２（Ｌn−Ｒn）・ｃｏｓ２α・Ｇ３８ｃn Ｉｍｓ２＝Ｉｍｒ２・Ｇ３８ｓ ＝１／２（Ｌn−Ｒn）・ｓｉｎ２α・Ｇ３８ｓｎ さらにどの程度遅いかを記載すれば、 Ｇ３８ｓ＝ｓｉｎ２α Ｇ３８ｃ＝ｃｏｓ２α である。これにより以下の別のミクサ信号が生じる。
【００２５】Ｉｍｓ１＝１／２（Ｌｎ−Ｒn）・ｃｏｓ
２α・ｃｏｓ２α Ｉｍｓ２＝１／２（Ｌn−Ｒn）・ｓｉｎ２α・ｓｉｎ２
α これにより加算器６の出力信号は１／２（Ｌn−Ｒn）と
なる。従って乗算器７を用いての、供給された値Ｄ＝２
による適切な正規化により（Ｌn−Ｒn）となる。このＤ
はチャンネル分離に対してモノラル−受信からステレオ
−受信への切換を行うために用いることができる。モノ
ラル動作の場合にはＤ＝ゼロである。
２α・ｃｏｓ２α Ｉｍｓ２＝１／２（Ｌn−Ｒn）・ｓｉｎ２α・ｓｉｎ２
α これにより加算器６の出力信号は１／２（Ｌn−Ｒn）と
なる。従って乗算器７を用いての、供給された値Ｄ＝２
による適切な正規化により（Ｌn−Ｒn）となる。このＤ
はチャンネル分離に対してモノラル−受信からステレオ
−受信への切換を行うために用いることができる。モノ
ラル動作の場合にはＤ＝ゼロである。
【００２６】加算器８，９とローパスフィルタ１０，１
１に後置接続されるマトリクス回路はデジタル出力信号
ＬないＲを生成する。有利にはローパスフィルタを次の
ように設計仕様してもよい。すなわち求められている信
号の上方の周波数の抑圧の他にデエンファシスを行うよ
うに設計仕様してもよい。
１に後置接続されるマトリクス回路はデジタル出力信号
ＬないＲを生成する。有利にはローパスフィルタを次の
ように設計仕様してもよい。すなわち求められている信
号の上方の周波数の抑圧の他にデエンファシスを行うよ
うに設計仕様してもよい。
【００２７】以下では図１に基づいて、乗算器４及び５
に供給される補正信号Ｇ３８ｃ，Ｇ３８ｓの生成を説明
する。この生成のために多重信号ＭＰＸはまず、９０°
だけ相互に位相のずれた２つの基準パイロット信号ｓｉ
ｎ（ｗpｔ），ｃｏｓ（ｗpｔ）で乗算される。これらの
基準パイロット信号はテーブル１６から読出される。乗
算器１４，１５の出力信号は、ローパスフィルタ１７，
１８を介して導かれて信号ＳＰＣ１n（＝√Ａ・ｃｏｓ
α）及びＳＰＣ２n（＝√Ａ・ｓｉｎα）を出力する。
これらの信号の周波数はパイロット信号に比べて非常に
低いのでサンプリングレートの低減が符号１９，２０に
おいて行われる。これにより回路網２１においての比較
的高いコストが節約され得る。前記回路の出力信号は回
路網２１に供給される。この回路網２１を用いて補正信
号Ｇ３８ｓとＧ３８ｃが導出される。ネットワーク２１
は以下において図２に基づき詳細に説明する。
に供給される補正信号Ｇ３８ｃ，Ｇ３８ｓの生成を説明
する。この生成のために多重信号ＭＰＸはまず、９０°
だけ相互に位相のずれた２つの基準パイロット信号ｓｉ
ｎ（ｗpｔ），ｃｏｓ（ｗpｔ）で乗算される。これらの
基準パイロット信号はテーブル１６から読出される。乗
算器１４，１５の出力信号は、ローパスフィルタ１７，
１８を介して導かれて信号ＳＰＣ１n（＝√Ａ・ｃｏｓ
α）及びＳＰＣ２n（＝√Ａ・ｓｉｎα）を出力する。
これらの信号の周波数はパイロット信号に比べて非常に
低いのでサンプリングレートの低減が符号１９，２０に
おいて行われる。これにより回路網２１においての比較
的高いコストが節約され得る。前記回路の出力信号は回
路網２１に供給される。この回路網２１を用いて補正信
号Ｇ３８ｓとＧ３８ｃが導出される。ネットワーク２１
は以下において図２に基づき詳細に説明する。
【００２８】入力側２３，２４を介して供給された信号
ＳＰＣ１，ＳＰＣ２はそれぞれ符号２５，２６において
２乗され、符号２７において相互に乗算される。２乗化
された信号ＳＰＣ１，ＳＰＣ２は符号２８において相互
に減算され、符号２９において相互に加算される。２つ
の信号の積は符号３０において“２”で乗算される。
ＳＰＣ１，ＳＰＣ２はそれぞれ符号２５，２６において
２乗され、符号２７において相互に乗算される。２乗化
された信号ＳＰＣ１，ＳＰＣ２は符号２８において相互
に減算され、符号２９において相互に加算される。２つ
の信号の積は符号３０において“２”で乗算される。
【００２９】それにより全体的に以下のような信号が生
じる。
じる。
【００３０】Ａ＝（ＳＰＣ）2＋（ＳＰＣ）2 Ｆ３８ｃ＝（ＳＰＣ）2−（ＳＰＣ）2＝Ａ・ｃｏｓ２α Ｆ３８ｓ＝２・（ＳＰＣ１・ＳＰＣ２）＝Ａ・ｓｉｎ２
α 前記特性量Ａは受信したパイロット信号の振幅を表し、
減算器３１と閾値回路３２を用いて切換信号ＳＴＩに変
換される。この信号は出力側３３から取り出され、ステ
レオ−受信状態の表示のために用いられる。
α 前記特性量Ａは受信したパイロット信号の振幅を表し、
減算器３１と閾値回路３２を用いて切換信号ＳＴＩに変
換される。この信号は出力側３３から取り出され、ステ
レオ−受信状態の表示のために用いられる。
【００３１】信号Ｆ３８ｃとＦ３８ｓは、フィルタ３
４，３５を用いて（これらのフィルタには信号Ａも供給
される）成分Ａが取り除かれ、それによってステレオ−
復号化へのパイロット信号の振幅変化の影響がなくな
る。成分Ａの取り除かれた信号Ｇ３８ｃとＧ３８ｓは出
力側３６，３７から取り出されて乗算器４，５（図１）
に供給され得る。
４，３５を用いて（これらのフィルタには信号Ａも供給
される）成分Ａが取り除かれ、それによってステレオ−
復号化へのパイロット信号の振幅変化の影響がなくな
る。成分Ａの取り除かれた信号Ｇ３８ｃとＧ３８ｓは出
力側３６，３７から取り出されて乗算器４，５（図１）
に供給され得る。
【００３２】フィルタ３４と３５の実施例は図３に示さ
れている。この実施例は２つの加算器４１，４２と、２
つの乗算器４３，４４と、１つの遅延素子４５とからな
る。入力側４６，４７，４８には信号Ｆ３８ｃとＡと数
値μ（この数値でステップ幅が制御され得る）とが供給
される。図３によるフィルタの出力側４９から得られる
信号は以下のようになる。
れている。この実施例は２つの加算器４１，４２と、２
つの乗算器４３，４４と、１つの遅延素子４５とからな
る。入力側４６，４７，４８には信号Ｆ３８ｃとＡと数
値μ（この数値でステップ幅が制御され得る）とが供給
される。図３によるフィルタの出力側４９から得られる
信号は以下のようになる。
【００３３】Ｇ３８ｃn＝Ｇ３８ｃn-1＋μ（Ｆ３８ｃn
−Ａ・Ｇ３８ｃ−１）ないし Ｇ３８ｓn＝Ｇ３８ｓn-1＋μ（Ｆ３８ｓn−Ａ・Ｇ３８
ｓ−１） 立上り期間の後では信号Ｇ３８ｃnはｃｏｓ２αとな
り、フィルタ３５（図２）の場合には信号Ｇ３８ｓnが
ｓｉｎ２αとなする。数値μは固定的に設定可能であ
る。しかしながらこの実数μとそれに伴う立上り期間を
変化させることも可能である。例えば短い立上り期間を
フィルタの大きな帯域幅に相応して放送局の新たな設定
調整の直後に供給する。これによりＳ／Ｎ比の向上のた
めの比較的僅かな帯域幅への低減がなされる。
−Ａ・Ｇ３８ｃ−１）ないし Ｇ３８ｓn＝Ｇ３８ｓn-1＋μ（Ｆ３８ｓn−Ａ・Ｇ３８
ｓ−１） 立上り期間の後では信号Ｇ３８ｃnはｃｏｓ２αとな
り、フィルタ３５（図２）の場合には信号Ｇ３８ｓnが
ｓｉｎ２αとなする。数値μは固定的に設定可能であ
る。しかしながらこの実数μとそれに伴う立上り期間を
変化させることも可能である。例えば短い立上り期間を
フィルタの大きな帯域幅に相応して放送局の新たな設定
調整の直後に供給する。これによりＳ／Ｎ比の向上のた
めの比較的僅かな帯域幅への低減がなされる。
【００３４】図１にはさらに信号Ｄを供給する回路２２
が示されている。この信号Ｄは受信品質を表す。これは
公知の形式で受信電界強度からか又は前述したように信
号Ａから導出され得る。回路２２の出力信号Ｄは乗算器
７に供給され、それによってステレオ受信状態とモノラ
ル受信状態との間の円滑な切換が可能となる。
が示されている。この信号Ｄは受信品質を表す。これは
公知の形式で受信電界強度からか又は前述したように信
号Ａから導出され得る。回路２２の出力信号Ｄは乗算器
７に供給され、それによってステレオ受信状態とモノラ
ル受信状態との間の円滑な切換が可能となる。
【００３５】
【発明の効果】本発明によれば、基準搬送波がデジタル
処理のために生成されたサンプリングクロックと結合さ
れることにより、デジタル回路の設計仕様において著し
い簡単化が実現される。
処理のために生成されたサンプリングクロックと結合さ
れることにより、デジタル回路の設計仕様において著し
い簡単化が実現される。
【図１】本発明による回路装置のブロック回路図であ
る。
る。
【図２】図１によるブロック回路図中の補正信号導出用
の回路装置の一部を示した図である。
の回路装置の一部を示した図である。
【図３】図２による回路装置において用いられるフィル
タのブロック回路図である。
タのブロック回路図である。
１ 入力側 ２ 乗算器 ３ 乗算器 ４ 乗算器 ５ 乗算器 ６ 加算器 ７ 乗算器 ８ 加算器 ９ 加算器 １０ ローパスフィルタ １１ ローパスフィルタ １２ 出力側 １３ 出力側 ２３ 入力側 ２４ 入力側 ２８ 減算器 ２９ 加算器 ３１ 減算器 ３２ 閾値回路 ３４ フィルタ ３５ フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジャハニャール シャハバディ ドイツ連邦共和国 ヒルデスハイム アム クリュンペル １ベー
Claims (12)
- 【請求項１】 ステレオ−放送受信機における多重信号
の復号化用の回路装置であって、 前記多重信号は、ベースバンド帯域の和信号（Ｌ＋Ｒ）
と、差信号（Ｌ−Ｒ）によって変調された副搬送波と、
当該副搬送波の半分の周波数のパイロット信号とを含ん
でいる回路装置において、 デジタル形式の多重信号が、相互に９０°だけずれた２
つの位相位置関係で放送受信機において生成されたサン
プリングクロックから得られた基準搬送波と乗算され、 多重化により生じたミクサ信号が、補正されたミクサ信
号の形成の下に各々１つの補正信号と乗算され、 補正されたミクサ信号は加算されて和信号と共にステレ
オ−オーディオ信号（Ｌ，Ｒ）形成のためにマトリック
ス回路に供給されることを特徴とする、ステレオ−放送
受信機における多重信号の復号化用回路装置。 - 【請求項２】 補正信号を形成するために当該多重信号
が、基準搬送波を用いて位相結合された基準−パイロッ
ト信号と、９０°だけ相互にずらされた位相位置関係で
乗算され、 発生した別のミクサ信号がローパスフィルタリングさ
れ、 当該ローパスフィルタリングされた別のミクサ信号は第
１の補正信号形成のために２乗されて相互に減算され、 さらに第２の補正信号形成のために相互に乗算されてさ
らに２で乗算される、請求項１記載の、ステレオ−放送
受信機における多重信号の復号化用回路装置。 - 【請求項３】 前記ローパスフィルタリングされた別の
ミクサ信号は、パイロット信号の振幅を表す信号の形成
のために２乗されて加算される、請求項２記載のステレ
オ−放送受信機における多重信号の復号化用回路装置。 - 【請求項４】 前記補正信号はパイロット信号の振幅を
表す信号を用いてその振幅の正規化のために制御され
る、請求項３記載のステレオ−放送受信機における多重
信号の復号化用回路装置。 - 【請求項５】 前記補正信号の形成のためにさらにそれ
ぞれ１つのフィルタ（３４，３５）が設けられ、該フィ
ルタの帯域幅は、受信放送局の選局切換直後は大きくて
その後は低減するように制御可能であり、さらに当該フ
ィルタ（３４，３５）は補正信号の振幅の正規化のため
に用いられる、請求項４記載のステレオ−放送受信機に
おける多重信号の復号化用回路装置。 - 【請求項６】 前記別のミクサ信号のローパスフィルタ
リングの後でサンプリングレートの低減が行われる、請
求項２〜５いずれか１記載のステレオ−放送受信機にお
ける多重信号の復号化用回路装置。 - 【請求項７】 前記パイロット信号の振幅を表す信号
は、ステレオ放送の受信がなされているか否かの検出を
行うために、所定の値と比較される、請求項４〜６いず
れか１記載のステレオ−放送受信機における多重信号の
復号化用回路装置。 - 【請求項８】 前記乗算は基準搬送波及び／又はテーブ
ルから読み出される値での乗算による基準パイロット信
号を用いて行われる、請求項１〜７いずれか１記載の、
ステレオ−放送受信機における多重信号の復号化用回路
装置。 - 【請求項９】 補正されたミクサ信号の和は乗算器を介
してマトリックス回路に供給され、当該乗算は受信信号
の品質を表す特性量によって制御可能である請求項１〜
８いずれか１記載のステレオ−放送受信機における多重
信号の復号化用回路装置。 - 【請求項１０】 前記補正信号の形成のためにさらに、
ローパスフィルタリングされた別のミクサ信号から２乗
化と相互間での減算によって得られた信号と、ローパス
フィルタリングされた別のミクサ信号から相互間での乗
算と２との乗算によって得られた信号とがそれぞれパイ
ロット信号の振幅を表す信号の逆数と乗算され、当該乗
算の結果が補正信号として用いられる請求項３記載のス
テレオ−放送受信機における多重信号の復号化用回路装
置。 - 【請求項１１】 前記補正信号の形成のために、ローパ
スフィルタリングされた別のミクサ信号から２乗化と相
互間での減算によって得られた信号と、 ローパスフィルタリングされた別のミクサ信号から相互
間での乗算及び２との乗算によって得られた信号とが当
該補正信号を表し、パイロット信号の振幅を表す信号
は、マトリックス回路への当該信号の供給の前に和信号
で乗算される、請求項３記載のステレオ−放送受信機に
おける多重信号の復号化用回路装置。 - 【請求項１２】 前記補正信号とパイロット信号の振幅
を表す信号は、ローパスフィルタを介して導かれる、請
求項１１記載のステレオ−放送受信機における多重信号
の復号化用回路装置。
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|---|---|---|---|
| DE4303387A DE4303387A1 (de) | 1993-02-05 | 1993-02-05 | Schaltungsanordnung zur Decodierung eines Multiplexsignals in einem Stereo-Rundfunkempfänger |
| DE4303387.3 | 1993-02-05 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06318921A true JPH06318921A (ja) | 1994-11-15 |
| JP3699492B2 JP3699492B2 (ja) | 2005-09-28 |
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Family Applications (1)
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| JP01373494A Expired - Fee Related JP3699492B2 (ja) | 1993-02-05 | 1994-02-07 | デジタルステレオ復号回路 |
Country Status (7)
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| JP (1) | JP3699492B2 (ja) |
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| DE (2) | DE4303387A1 (ja) |
| ES (1) | ES2134861T3 (ja) |
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| JP2001285226A (ja) * | 2000-03-31 | 2001-10-12 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍステレオ信号復調装置 |
| EP1259002B1 (en) * | 2001-05-14 | 2004-01-14 | Sony International (Europe) GmbH | Stereo demultiplexer |
| US20030087618A1 (en) * | 2001-11-08 | 2003-05-08 | Junsong Li | Digital FM stereo decoder and method of operation |
| EP1649619A1 (en) * | 2003-07-21 | 2006-04-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Recovering a signal without a phase locked loop |
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|---|---|---|---|---|
| DE3505950A1 (de) * | 1985-02-21 | 1986-08-21 | Deutsche Itt Industries Gmbh, 7800 Freiburg | Integrierbare schaltungsanordnung zur identifizierung eines pilottones |
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-
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-
1994
- 1994-01-12 DE DE59408318T patent/DE59408318D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-01-12 AT AT94100345T patent/ATE180933T1/de not_active IP Right Cessation
- 1994-01-12 EP EP94100345A patent/EP0609666B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-01-12 ES ES94100345T patent/ES2134861T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-03 KR KR1019940002013A patent/KR100263573B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1994-02-03 US US08/192,505 patent/US5442709A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-07 JP JP01373494A patent/JP3699492B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| DE59408318D1 (de) | 1999-07-08 |
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