JPH06334482A - 低域フィルタ - Google Patents
低域フィルタInfo
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- JPH06334482A JPH06334482A JP13932193A JP13932193A JPH06334482A JP H06334482 A JPH06334482 A JP H06334482A JP 13932193 A JP13932193 A JP 13932193A JP 13932193 A JP13932193 A JP 13932193A JP H06334482 A JPH06334482 A JP H06334482A
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- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 8
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000013016 damping Methods 0.000 claims 2
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 6
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
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- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 短い係数語長で高精度の係数値を得うる低域
フィルタの提供。 【構成】 Ａ0＝ａ0・δ1，Ａ1＝ａ1・δ1，Ａ2＝ａ2・
δ1，Ｂ1＝δ2（ｂ1−２），Ｂ2＝δ2（ｂ2＋１），
ａ0，ａ1，ａ2は入力係数、ｂ1，ｂ2は出力帰還係数、
δ1，δ2は係数倍率である。入力信号Ｘn及び遅延器
１，２で得られた１サンプル過去のデータＸn-1及び２
サンプル過去のデータＸn-2をそれぞれ係数器１０，１
１，１２でＡ0，Ａ1，Ａ2倍し加算器４３で加算し係数
器３１で１／δ1倍した後に合成器４６に加える。遅延
器３，４で得た出力Ｙnの１サンプル過去のデータＹn-1
及び２サンプル過去のデータＸn-2をそれぞれ係数器２
１，２２でＢ1，Ｂ2倍した後に加算器４４で加算し係数
器３２で１／δ1倍して合成器４６に加える。更に、遅
延器３で得られた遅延器５で得られた出力Ｙnの１サン
プル過去のデータＹn-1を係数器３５で２倍し、遅延器
４で得た２サンプル過去のデータＸn-2と共に合成器４
６に加え加算器４４でそれらを合成し出力信号Ｙnとす
る。
フィルタの提供。 【構成】 Ａ0＝ａ0・δ1，Ａ1＝ａ1・δ1，Ａ2＝ａ2・
δ1，Ｂ1＝δ2（ｂ1−２），Ｂ2＝δ2（ｂ2＋１），
ａ0，ａ1，ａ2は入力係数、ｂ1，ｂ2は出力帰還係数、
δ1，δ2は係数倍率である。入力信号Ｘn及び遅延器
１，２で得られた１サンプル過去のデータＸn-1及び２
サンプル過去のデータＸn-2をそれぞれ係数器１０，１
１，１２でＡ0，Ａ1，Ａ2倍し加算器４３で加算し係数
器３１で１／δ1倍した後に合成器４６に加える。遅延
器３，４で得た出力Ｙnの１サンプル過去のデータＹn-1
及び２サンプル過去のデータＸn-2をそれぞれ係数器２
１，２２でＢ1，Ｂ2倍した後に加算器４４で加算し係数
器３２で１／δ1倍して合成器４６に加える。更に、遅
延器３で得られた遅延器５で得られた出力Ｙnの１サン
プル過去のデータＹn-1を係数器３５で２倍し、遅延器
４で得た２サンプル過去のデータＸn-2と共に合成器４
６に加え加算器４４でそれらを合成し出力信号Ｙnとす
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はオーディオ機器等におけ
る、例えば、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）回路
等に用いる高精度低域フィルタ装置に係わり、特に、低
域フィルタを２次のＩＩＲ（Infinite Impulse Respons
e）フィルタで構成する際のフィルタ係数の精度を向上
するための構成に関する。
る、例えば、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）回路
等に用いる高精度低域フィルタ装置に係わり、特に、低
域フィルタを２次のＩＩＲ（Infinite Impulse Respons
e）フィルタで構成する際のフィルタ係数の精度を向上
するための構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】オーディオ再生装置で再生スピーカの低
音域再生能力の不足を補うために図５のように入力信号
を低周波数域にカットオフ周波数をもつＬＰＦ（ローパ
スフィルタ）５２でカットした信号を通常再生系（図で
はアンプ５３及びスピーカ５５）とは別に専用のアンプ
５４及びスピーカ５６で駆動する装置（サブウーハー出
力）がある。
音域再生能力の不足を補うために図５のように入力信号
を低周波数域にカットオフ周波数をもつＬＰＦ（ローパ
スフィルタ）５２でカットした信号を通常再生系（図で
はアンプ５３及びスピーカ５５）とは別に専用のアンプ
５４及びスピーカ５６で駆動する装置（サブウーハー出
力）がある。
【０００３】このような装置のＬＰＦ信号処理にＤＳＰ
を用いてデジタルフィルタでＬＰＦを実現するものがあ
る。このＬＰＦを実現するデジタルフィルタとして図３
の構成図に示すような２次ＩＩＲフィルタを用いてい
る。図３で、Ｚ-1で示される１〜４は単位遅延器、１０
〜１２，２１，２２は係数器であり乗算器または減衰器
が用いられる。また、ａ0，ａ1，ａ2，ｂ1，ｂ2はそれ
ぞれ係数器１０〜１２，２１，２２のフィルタ係数であ
りａ0，ａ1，ａ2は入力係数、ｂ1，ｂ2は出力帰還係数
であり、δ1，δ2は係数倍率、４１は加算器である。
を用いてデジタルフィルタでＬＰＦを実現するものがあ
る。このＬＰＦを実現するデジタルフィルタとして図３
の構成図に示すような２次ＩＩＲフィルタを用いてい
る。図３で、Ｚ-1で示される１〜４は単位遅延器、１０
〜１２，２１，２２は係数器であり乗算器または減衰器
が用いられる。また、ａ0，ａ1，ａ2，ｂ1，ｂ2はそれ
ぞれ係数器１０〜１２，２１，２２のフィルタ係数であ
りａ0，ａ1，ａ2は入力係数、ｂ1，ｂ2は出力帰還係数
であり、δ1，δ2は係数倍率、４１は加算器である。
【０００４】上記２次ＩＩＲフィルタで、Ｘnは入力デ
ータ信号、Ｙnは加算器４１からの合成信号であり出力
データ信号となる。入力データ信号Ｘn及び出力データ
信号Ｙnは遅延器１，４で遅延され遅延データ信号
Ｘn-1，Ｙn-1となり、更に、信号Ｘn-1，Ｙn-1は遅延器
２，５で遅延され遅延データ信号Ｘn-2，Ｙn-2となる。
ータ信号、Ｙnは加算器４１からの合成信号であり出力
データ信号となる。入力データ信号Ｘn及び出力データ
信号Ｙnは遅延器１，４で遅延され遅延データ信号
Ｘn-1，Ｙn-1となり、更に、信号Ｘn-1，Ｙn-1は遅延器
２，５で遅延され遅延データ信号Ｘn-2，Ｙn-2となる。
【０００５】上記各データ信号Ｘn，Ｘn-1，Ｘn-2，
Ｙn，Ｙn-1，Ｙn-2は各々の係数器１０〜１２，２１，
２２で設定された各フィルタ係数が乗算されて加算器４
１にて合成される。なお、図４は図３の２次ＩＩＲフィ
ルタでの出力周波数特性図である。以上の演算処理を数
式で表示すると下記数式（１）のようになる。
Ｙn，Ｙn-1，Ｙn-2は各々の係数器１０〜１２，２１，
２２で設定された各フィルタ係数が乗算されて加算器４
１にて合成される。なお、図４は図３の２次ＩＩＲフィ
ルタでの出力周波数特性図である。以上の演算処理を数
式で表示すると下記数式（１）のようになる。
【数１】 Ｙn＝ａ0・Ｘn＋ａ1・Ｘn-1＋ａ2・Ｘn-2＋ｂ1・Ｙn-1＋ｂ2・Ｙn-2 （１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記図
３のように各々の係数器に各フィルタ係数を乗算する構
成では遮断周波数をかなり低くすると所望の特性が得ら
れないという欠点があった。具体的には、
３のように各々の係数器に各フィルタ係数を乗算する構
成では遮断周波数をかなり低くすると所望の特性が得ら
れないという欠点があった。具体的には、
【０００７】（イ）まず、ａ0〜ｂ2の各フィルタ係数は
所望の特性（伝達特性）から計算で求められるが、これ
らフィルタ係数を保持しておくレジスタ桁数が有限であ
るため実際の処理に要するフィルタ係数と理論値との間
に誤差が生じる。例えば、フィルタ係数ａ0の理論値が
０．４１７５３１２９４であるとして、上記レジスタの
桁数が８とすれば、上記ａ0の桁数は切り捨てられ、誤
差０．０００００００９４が出る。このようにしてフィ
ルタ係数の理論値が更に小さくなると誤差の割合が大き
くなり精度が低下する。
所望の特性（伝達特性）から計算で求められるが、これ
らフィルタ係数を保持しておくレジスタ桁数が有限であ
るため実際の処理に要するフィルタ係数と理論値との間
に誤差が生じる。例えば、フィルタ係数ａ0の理論値が
０．４１７５３１２９４であるとして、上記レジスタの
桁数が８とすれば、上記ａ0の桁数は切り捨てられ、誤
差０．０００００００９４が出る。このようにしてフィ
ルタ係数の理論値が更に小さくなると誤差の割合が大き
くなり精度が低下する。
【０００８】（ロ）また、フィルタ係数の一部が＋１〜
＋２の範囲の値をとるため固定小数点しか扱えないハー
ドウエアで構成されている場合、予め各フィルタ係数を
１／２にしておき、その後シフト処理（１ビット左シフ
ト）することで対処していた。しかしこのシフト処理に
より更にフィルタ係数の精度を低下させていた。例え
ば、０．８４３７５を固定小数点で表示すると下記のよ
うな（２進数表示で）表現される。 ０．８４３７５＝０．５＋０．２５＋０．０６２５＋０．３１２５ ＝（１／２1）×１＋（１／２2）×１＋（１／２4）×１ ＋（１／２5）×１＝０１１０１１ （但し最高位のビットは符号を示すサインビットであり
“０”は正を意味する）従って、フィルタ係数が１を越
える値をとる場合は予め次のようにその数を１／２（２
進数表示では右へ１ビットシフト）にして１以下の数値
にして処理する。〈右ビットシフト〉 ０１１０１１→００１１０１１＝０．２５＋０．１２５＋０．０３１２５ ＋０．０１５６２５ ＝０．４１６８７５ また、０．８４３７５×（１／２）＝０．４１６８７５ 処理後、１／２にされた数値を２倍（２進数表示では左
へ１ビットシフト）にする。フィルタ係数の数値をこの
ように１／２にすることは２進数表示では右へ１ビット
シフトすることである。レジスタの長さ（桁数）が決ま
っているため最下位ビットは切り捨てられることになり
フィルタ係数精度の劣化を招く。
＋２の範囲の値をとるため固定小数点しか扱えないハー
ドウエアで構成されている場合、予め各フィルタ係数を
１／２にしておき、その後シフト処理（１ビット左シフ
ト）することで対処していた。しかしこのシフト処理に
より更にフィルタ係数の精度を低下させていた。例え
ば、０．８４３７５を固定小数点で表示すると下記のよ
うな（２進数表示で）表現される。 ０．８４３７５＝０．５＋０．２５＋０．０６２５＋０．３１２５ ＝（１／２1）×１＋（１／２2）×１＋（１／２4）×１ ＋（１／２5）×１＝０１１０１１ （但し最高位のビットは符号を示すサインビットであり
“０”は正を意味する）従って、フィルタ係数が１を越
える値をとる場合は予め次のようにその数を１／２（２
進数表示では右へ１ビットシフト）にして１以下の数値
にして処理する。〈右ビットシフト〉 ０１１０１１→００１１０１１＝０．２５＋０．１２５＋０．０３１２５ ＋０．０１５６２５ ＝０．４１６８７５ また、０．８４３７５×（１／２）＝０．４１６８７５ 処理後、１／２にされた数値を２倍（２進数表示では左
へ１ビットシフト）にする。フィルタ係数の数値をこの
ように１／２にすることは２進数表示では右へ１ビット
シフトすることである。レジスタの長さ（桁数）が決ま
っているため最下位ビットは切り捨てられることになり
フィルタ係数精度の劣化を招く。
【０００９】（ハ）更に、前記２次ＩＩＲフィルタをＬ
ＰＦとして用いる場合、前述したようにその各フィルタ
係数のうちフィードフォワード部のフィルタ係数
（ａ0，ａ1，ａ2）が他のフィルタと比較して極端に小
さくなるため同一のハード（レジスタ）で処理しようと
する誤差が大きくなり精度が悪くなってしまうので、従
来はこのような場合にはフィルタ係数を保持しておくレ
ジスタの長さを大きくしなければならなかった。また、
この場合、レジスタ長を変えずに処理する方法としてフ
ィルタ係数の数値を上位と下位に分割してレジスタに保
持しておいて別々に処理（データとの乗算）して後で加
算する方法もある。例えば、フィルタ係数ａ0＝０．４
１７５３１２９４０７、入力データＸn＝０．５として
ａ0×Ｘnの処理を行う場合、メモリ（またはレジスタ）
にそれぞれ０．４１７５３１，０．２９４０７を保持し
ておいて乗算及び加算を行う。しかしながら、この方法
では精度は向上するが演算処理を２回に分けたり上位及
び下位に分割したフィルタ係数を保持しておくレジス
タ、或いはメモリが必要となるので処理時間及びハード
ウエア規模が大きくなるという問題があった。
ＰＦとして用いる場合、前述したようにその各フィルタ
係数のうちフィードフォワード部のフィルタ係数
（ａ0，ａ1，ａ2）が他のフィルタと比較して極端に小
さくなるため同一のハード（レジスタ）で処理しようと
する誤差が大きくなり精度が悪くなってしまうので、従
来はこのような場合にはフィルタ係数を保持しておくレ
ジスタの長さを大きくしなければならなかった。また、
この場合、レジスタ長を変えずに処理する方法としてフ
ィルタ係数の数値を上位と下位に分割してレジスタに保
持しておいて別々に処理（データとの乗算）して後で加
算する方法もある。例えば、フィルタ係数ａ0＝０．４
１７５３１２９４０７、入力データＸn＝０．５として
ａ0×Ｘnの処理を行う場合、メモリ（またはレジスタ）
にそれぞれ０．４１７５３１，０．２９４０７を保持し
ておいて乗算及び加算を行う。しかしながら、この方法
では精度は向上するが演算処理を２回に分けたり上位及
び下位に分割したフィルタ係数を保持しておくレジス
タ、或いはメモリが必要となるので処理時間及びハード
ウエア規模が大きくなるという問題があった。
【００１０】本発明は上記欠点及び問題点に鑑みてなさ
れたものであり、短い係数語長で高精度の係数値を得る
ことのできる低域フィルタを提供することを目的とす
る。
れたものであり、短い係数語長で高精度の係数値を得る
ことのできる低域フィルタを提供することを目的とす
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明の低域フィルタは、入力データ信号を入力し
該入力データ信号を複数の異なる遅延時間で遅延した複
数の第１遅延データを出力する第１遅延手段と、入力信
号及び前記第１遅延データ信号を所定の異なる係数に第
１の倍率を乗じた結果で減衰処理し上記各信号に対応し
た複数の第１減衰信号を出力する第１減衰手段と、各第
１減衰信号を合成して得られる第１合成信号に前記第１
の倍率の逆数を乗算した結果を出力する第１合成手段
と、合成出力信号を複数の異なる遅延時間で遅延した複
数の第２遅延データ信号を出力する第２遅延手段と、第
２遅延データ信号を第１減衰手段とは異なる所定の係数
に第２の倍率を乗じた結果で減衰処理し各信号に対応し
た複数の第２減衰信号を出力する第２減衰手段と、各第
２減衰信号を合成して得られる第２合成信号に第２の倍
率の逆数を乗算した結果を出力する第２合成手段と、合
成出力信号を複数の異なる遅延時間で遅延した複数の第
３遅延データ信号を出力する第３遅延手段と、第３遅延
データ信号に所定値を乗じた結果を出力する遅延データ
出力手段と、第１及び第２の合成手段の出力と前記遅延
データ出力手段の出力とを合成して合成出力信号を得る
出力信号合成手段と、を有することを特徴とする。
めに本発明の低域フィルタは、入力データ信号を入力し
該入力データ信号を複数の異なる遅延時間で遅延した複
数の第１遅延データを出力する第１遅延手段と、入力信
号及び前記第１遅延データ信号を所定の異なる係数に第
１の倍率を乗じた結果で減衰処理し上記各信号に対応し
た複数の第１減衰信号を出力する第１減衰手段と、各第
１減衰信号を合成して得られる第１合成信号に前記第１
の倍率の逆数を乗算した結果を出力する第１合成手段
と、合成出力信号を複数の異なる遅延時間で遅延した複
数の第２遅延データ信号を出力する第２遅延手段と、第
２遅延データ信号を第１減衰手段とは異なる所定の係数
に第２の倍率を乗じた結果で減衰処理し各信号に対応し
た複数の第２減衰信号を出力する第２減衰手段と、各第
２減衰信号を合成して得られる第２合成信号に第２の倍
率の逆数を乗算した結果を出力する第２合成手段と、合
成出力信号を複数の異なる遅延時間で遅延した複数の第
３遅延データ信号を出力する第３遅延手段と、第３遅延
データ信号に所定値を乗じた結果を出力する遅延データ
出力手段と、第１及び第２の合成手段の出力と前記遅延
データ出力手段の出力とを合成して合成出力信号を得る
出力信号合成手段と、を有することを特徴とする。
【００１２】
【作用】上記構成により本発明の低域フィルタは、第１
遅延手段で入力データ信号を入力し該入力データ信号を
複数の異なる遅延時間で遅延した複数の第１遅延データ
を出力し、第１減衰手段で入力信号及び前記第１遅延デ
ータ信号を所定の異なる係数に第１の倍率を乗じた結果
で減衰処理し上記各信号に対応した複数の第１減衰信号
を出力し、第１合成手段で各第１減衰信号を合成して得
られる第１合成信号に前記第１の倍率の逆数を乗算した
結果を出力する。また、第２遅延手段で合成出力信号を
複数の異なる遅延時間で遅延した複数の第２遅延データ
信号を出力し、第２減衰手段で第２遅延データ信号を第
１減衰手段とは異なる所定の係数に第２の倍率を乗じた
結果で減衰処理し各信号に対応した複数の第２減衰信号
を出力し、第３遅延手段で各第２減衰信号を合成して得
られる第２合成信号に第２の倍率の逆数を乗算した結果
を出力する。更に、遅延データ出力手段で合成出力信号
を複数の異なる遅延時間で遅延した複数の第３遅延デー
タ信号を出力し、第３遅延データ信号に所定値を乗じた
結果を出力し、出力信号合成手段により第１及び第２の
合成手段の出力と前記遅延データ出力手段の出力とを合
成して合成出力信号を得る。
遅延手段で入力データ信号を入力し該入力データ信号を
複数の異なる遅延時間で遅延した複数の第１遅延データ
を出力し、第１減衰手段で入力信号及び前記第１遅延デ
ータ信号を所定の異なる係数に第１の倍率を乗じた結果
で減衰処理し上記各信号に対応した複数の第１減衰信号
を出力し、第１合成手段で各第１減衰信号を合成して得
られる第１合成信号に前記第１の倍率の逆数を乗算した
結果を出力する。また、第２遅延手段で合成出力信号を
複数の異なる遅延時間で遅延した複数の第２遅延データ
信号を出力し、第２減衰手段で第２遅延データ信号を第
１減衰手段とは異なる所定の係数に第２の倍率を乗じた
結果で減衰処理し各信号に対応した複数の第２減衰信号
を出力し、第３遅延手段で各第２減衰信号を合成して得
られる第２合成信号に第２の倍率の逆数を乗算した結果
を出力する。更に、遅延データ出力手段で合成出力信号
を複数の異なる遅延時間で遅延した複数の第３遅延デー
タ信号を出力し、第３遅延データ信号に所定値を乗じた
結果を出力し、出力信号合成手段により第１及び第２の
合成手段の出力と前記遅延データ出力手段の出力とを合
成して合成出力信号を得る。
【００１３】
【実施例】下表１は２次ＩＩＲフィルタによりＬＰＦを
設計した場合の５０Hz〜２００Hzの低周波帯域にカット
オフ周波数Ｆｃをもつときのフィルタ係数ａ0，ａ1，ａ
2，ｂ1，ｂ2の値（理論値）を示している。
設計した場合の５０Hz〜２００Hzの低周波帯域にカット
オフ周波数Ｆｃをもつときのフィルタ係数ａ0，ａ1，ａ
2，ｂ1，ｂ2の値（理論値）を示している。
【００１４】
【表１】
【００１５】表１からこれら係数値の特徴として、
ａ0，ａ1，ａ2の値が極端に小さい、 ｂ1が−２に限
りなく近い値である、 ｂ2が１に限りなく近い値で
ある、ことが挙げられる。これらを考慮して、数式
（１）を次に示すように変形していき数式（２）とす
る。
ａ0，ａ1，ａ2の値が極端に小さい、 ｂ1が−２に限
りなく近い値である、 ｂ2が１に限りなく近い値で
ある、ことが挙げられる。これらを考慮して、数式
（１）を次に示すように変形していき数式（２）とす
る。
【００１６】
【数２】 Ｙn＝ａ0・Ｘn＋ａ1・Ｘn-1＋ａ2・Ｘn-2＋ｂ1・Ｙn-1＋ｂ2・Ｙn-2 （１）
【数３】 Ｙn＝ａ0・Ｘn＋ａ1・Ｘn-1＋ａ2・Ｘn-2＋（ｂ1−２）・Ｙn-1 ＋（ｂ2＋１）・Ｙn-2＋２・Ｙn-1＋Ｙn-2 （２）
【数４】 Ｙn＝（ａ0・Ｘn＋ａ1・Ｘn-1＋ａ2・Ｘn-2）δ1・（１／δ1） ＋｛（ｂ1−２）・Ｙn-1＋（ｂ2＋１）・Ｙn-2｝δ2 ＋（１／δ2）＋２Ｙn-1＋Ｙn-2 （３）
【数５】 Ｙn＝（ａ0・δ1・Ｘn＋ａ1・δ1・Ｘn-1＋ａ2・δ1・Ｘn-2）（１／δ1） ＋｛δ2（ｂ1−２）・Ｙn-1＋δ2（ｂ2＋１）・Ｙn-2｝（１／δ2） ＋２Ｙn-1＋Ｙn-2 （４） から、
【００１７】
【数６】 Ｙn＝（ａ0・Ｘn＋Ａ1・Ｘn-1＋Ａ2・Ｘn-2）（１／δ1） ＋（Ｂ1・Ｙn-1＋Ｂ2・Ｙn-2）（１／δ2）＋２Ｙn-1＋Ｙn-2 （５） ただし、 Ａ0＝ａ0・δ1、Ａ1＝ａ1・δ1、Ａ2＝ａ2・δ1、 Ｂ1＝δ2（ｂ1−２）、Ｂ2＝δ2（ｂ2＋１）
【００１８】具体的には、極端に小さな値となるａ0，
ａ1，ａ2をδ1倍した係数値Ａ0，Ａ1，Ａ2をレジスタに
保持しておいてこの値を使ってフィードフォワード部の
処理を行った後に（１／δ1）倍する。このように、δ1
倍してレジスタに保持し処理に使用することによりこれ
までレジスタ長（桁数）の制約のため演算過程で切り捨
てられていた係数値の下位の桁の値が使われるようにな
るため演算精度が向上する。
ａ1，ａ2をδ1倍した係数値Ａ0，Ａ1，Ａ2をレジスタに
保持しておいてこの値を使ってフィードフォワード部の
処理を行った後に（１／δ1）倍する。このように、δ1
倍してレジスタに保持し処理に使用することによりこれ
までレジスタ長（桁数）の制約のため演算過程で切り捨
てられていた係数値の下位の桁の値が使われるようにな
るため演算精度が向上する。
【００１９】また、フィードバック部は係数値をＢ1，
Ｂ2の形に変換して演算した後に１／δ倍し、２・Ｙn-1
と（−１）・Ｙn-2をあとで加算（或いは、Ｙn-2を減
算）する（この処理方式で処理するとレジスタ桁数によ
る制約のため切り捨てられていた下位の桁の値が使われ
るようになるので精度が向上する）。
Ｂ2の形に変換して演算した後に１／δ倍し、２・Ｙn-1
と（−１）・Ｙn-2をあとで加算（或いは、Ｙn-2を減
算）する（この処理方式で処理するとレジスタ桁数によ
る制約のため切り捨てられていた下位の桁の値が使われ
るようになるので精度が向上する）。
【００２０】図１は数式（２）を具現化した２次ＩＩＲ
フィルタ（低域ＬＰＦ）の構成図であり、Ｚ-1で示され
る１〜６は単位遅延器であり遅延器１，２は第１遅延手
段に、遅延器３，４は第２遅延手段に、遅延器５，６は
第３遅延手段に相当する。１０〜１２，２１，２２は係
数器であり乗算器または減衰器等が用いられ係数器１０
〜１２は第１の減衰手段に、係数器２１，２２は第２の
減衰手段に相当する。また３１，３２，３５は乗算器で
あり乗算器３５は遅延データ出力手段に相当し、Ａ0，
Ａ1，Ａ2，Ｂ1，Ｂ2は係数器１０，１１，１２，２１，
２２のフィルタ係数であり４３，４４は加算器、４６は
合成器であり、出力信号合成手段に相当する。また、Ａ
0＝ａ0・δ1，Ａ1＝ａ1・δ1，Ａ2＝ａ2・δ1，Ｂ1＝δ
2（ｂ1−２），Ｂ2＝δ2（ｂ2＋１），ａ0，ａ1，ａ2は
入力係数、ｂ1，ｂ2は出力帰還係数であり、δ1，δ2は
係数倍率である。なお、係数倍率δ1，δ2は所望のフィ
ルタ特性により適する値が異なる。
フィルタ（低域ＬＰＦ）の構成図であり、Ｚ-1で示され
る１〜６は単位遅延器であり遅延器１，２は第１遅延手
段に、遅延器３，４は第２遅延手段に、遅延器５，６は
第３遅延手段に相当する。１０〜１２，２１，２２は係
数器であり乗算器または減衰器等が用いられ係数器１０
〜１２は第１の減衰手段に、係数器２１，２２は第２の
減衰手段に相当する。また３１，３２，３５は乗算器で
あり乗算器３５は遅延データ出力手段に相当し、Ａ0，
Ａ1，Ａ2，Ｂ1，Ｂ2は係数器１０，１１，１２，２１，
２２のフィルタ係数であり４３，４４は加算器、４６は
合成器であり、出力信号合成手段に相当する。また、Ａ
0＝ａ0・δ1，Ａ1＝ａ1・δ1，Ａ2＝ａ2・δ1，Ｂ1＝δ
2（ｂ1−２），Ｂ2＝δ2（ｂ2＋１），ａ0，ａ1，ａ2は
入力係数、ｂ1，ｂ2は出力帰還係数であり、δ1，δ2は
係数倍率である。なお、係数倍率δ1，δ2は所望のフィ
ルタ特性により適する値が異なる。
【００２１】また、加算器４３及び乗算器３１は第１合
成手段を、加算器４４及び乗算器３２は第２合成手段
を、入力信号Ｘn及び遅延器１で得られた１サンプル過
去のデータＸn-1、及び遅延器２で得られた２サンプル
過去のデータＸn-2はそれぞれ係数器１０，１１，１２
によりＡ0，Ａ1，Ａ2倍された後に加算器４３で加算さ
れる。この信号は更に係数器３１で１／δ1倍された後
に合成器４６に加えられる。
成手段を、加算器４４及び乗算器３２は第２合成手段
を、入力信号Ｘn及び遅延器１で得られた１サンプル過
去のデータＸn-1、及び遅延器２で得られた２サンプル
過去のデータＸn-2はそれぞれ係数器１０，１１，１２
によりＡ0，Ａ1，Ａ2倍された後に加算器４３で加算さ
れる。この信号は更に係数器３１で１／δ1倍された後
に合成器４６に加えられる。
【００２２】一方、遅延器３で得られた出力Ｙnの１サ
ンプル過去のデータＹn-1、及び遅延器４で得られた２
サンプル過去のデータＸn-2はそれぞれ係数器２１，２
２により，Ｂ1，Ｂ2倍された後に加算器４４で加算され
る。この信号は更に係数器３２で１／δ1倍された後に
合成器４６に加えられる。更に、遅延器５で得られた出
力Ｙnは１サンプル過去のデータＹn-1は係数器３５で２
倍され、遅延器６で得られた２サンプル過去のデータＸ
n-2と共に合成器４６に加えられる。加算器４４は係数
器３１，３２，３５及び遅延器６の出力を合成し出力信
号Ｙnとして出力する。
ンプル過去のデータＹn-1、及び遅延器４で得られた２
サンプル過去のデータＸn-2はそれぞれ係数器２１，２
２により，Ｂ1，Ｂ2倍された後に加算器４４で加算され
る。この信号は更に係数器３２で１／δ1倍された後に
合成器４６に加えられる。更に、遅延器５で得られた出
力Ｙnは１サンプル過去のデータＹn-1は係数器３５で２
倍され、遅延器６で得られた２サンプル過去のデータＸ
n-2と共に合成器４６に加えられる。加算器４４は係数
器３１，３２，３５及び遅延器６の出力を合成し出力信
号Ｙnとして出力する。
【００２３】これにより表１の各係数フィルタの値を下
記表２に示すように量子化ステップ（ｋビットの２進デ
ータにおいて表現される場合の最小ステップを１０進で
表わした値をいい、ｋビットの２進データを表現できる
最小の値である）より大きな値（δ1・ａ0，δ1・ａ1，
δ1・ａ2，δ2（ｂ1−２），δ2（ｂ2＋１））とするこ
とができ、フィルタ演算が可能となる。なお、表２の上
段は係数値δ1・ａ0，δ1・ａ1，δ1・ａ2，δ2（ｂ1−
２），δ2（ｂ2＋１）の１０進表現であり、ＬＰＦの表
左欄に表示されているカットオフ周波数Ｆｃに対応す
る。また、下段は係数値の１６進表現であり係数値はＤ
ＳＰの係数ＲＡＭに格納されている。係数ＲＡＭは係数
値を２進データとして格納しており、格納されている係
数値は各係数器における乗算の際に読み出され各信号に
乗算される。
記表２に示すように量子化ステップ（ｋビットの２進デ
ータにおいて表現される場合の最小ステップを１０進で
表わした値をいい、ｋビットの２進データを表現できる
最小の値である）より大きな値（δ1・ａ0，δ1・ａ1，
δ1・ａ2，δ2（ｂ1−２），δ2（ｂ2＋１））とするこ
とができ、フィルタ演算が可能となる。なお、表２の上
段は係数値δ1・ａ0，δ1・ａ1，δ1・ａ2，δ2（ｂ1−
２），δ2（ｂ2＋１）の１０進表現であり、ＬＰＦの表
左欄に表示されているカットオフ周波数Ｆｃに対応す
る。また、下段は係数値の１６進表現であり係数値はＤ
ＳＰの係数ＲＡＭに格納されている。係数ＲＡＭは係数
値を２進データとして格納しており、格納されている係
数値は各係数器における乗算の際に読み出され各信号に
乗算される。
【００２４】
【表２】
【００２５】次に、係数倍率（δ1，δ2）の選びかた
は、通常ＤＳＰでは（係数語長は短いが）係数語長より
演算語長（乗算器、加算器等のレジスタの語長）のほう
が長いので、オーバーフローマージンとして数ビット
（２〜６ビット程度）確保される。従って、演算途中で
は出力データ語長より多少大きめのデータも演算できる
ことになる。
は、通常ＤＳＰでは（係数語長は短いが）係数語長より
演算語長（乗算器、加算器等のレジスタの語長）のほう
が長いので、オーバーフローマージンとして数ビット
（２〜６ビット程度）確保される。従って、演算途中で
は出力データ語長より多少大きめのデータも演算できる
ことになる。
【００２６】フィルタ係数は絶対値として１に近づけた
方が係数精度は向上するので係数倍率は係数値によって
異なってくる。従来の方式では表１からも明らかなよう
に入力係数（ａ0，ａ1，ａ2）が出力帰還係数（ｂ1−
１，ｂ2＋０．５）より小さくなるので係数語長の短い
ＤＳＰによる演算精度を保つ上で必要な倍率が得られ
ず、誤差を多く含んだ演算を行うことになり所望の特性
が得られなかったが、本発明によれば入力係数と出力帰
還係数は独立した係数倍率で乗算できるので演算誤差が
少なくなり所望の周波数特性を得ることができ、図２に
示すような周波数特性所望の特性を得ることができる。
このように係数倍率が入力係数と出力帰還係数で異なっ
ていることからそれぞれのフィルタ係数に必要な量子化
ステップが与えられる。
方が係数精度は向上するので係数倍率は係数値によって
異なってくる。従来の方式では表１からも明らかなよう
に入力係数（ａ0，ａ1，ａ2）が出力帰還係数（ｂ1−
１，ｂ2＋０．５）より小さくなるので係数語長の短い
ＤＳＰによる演算精度を保つ上で必要な倍率が得られ
ず、誤差を多く含んだ演算を行うことになり所望の特性
が得られなかったが、本発明によれば入力係数と出力帰
還係数は独立した係数倍率で乗算できるので演算誤差が
少なくなり所望の周波数特性を得ることができ、図２に
示すような周波数特性所望の特性を得ることができる。
このように係数倍率が入力係数と出力帰還係数で異なっ
ていることからそれぞれのフィルタ係数に必要な量子化
ステップが与えられる。
【００２７】図２は本実施例（図１）の低域ＬＰＦの周
波数特性図である。図２から従来方式では実現できなか
った特性（図４参照）が実現されていることがわかる。
波数特性図である。図２から従来方式では実現できなか
った特性（図４参照）が実現されていることがわかる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように本発明の低域フィル
タによれば、短い係数語長による低域フィルタを実現す
ることができる。また、入力係数と出力帰還係数は独立
した係数倍率で乗算できるので演算誤差が少なくなり所
望の周波数特性を得ることができ、従って、当該低域フ
ィルタにおいて高精度の係数値を得ることができる。
タによれば、短い係数語長による低域フィルタを実現す
ることができる。また、入力係数と出力帰還係数は独立
した係数倍率で乗算できるので演算誤差が少なくなり所
望の周波数特性を得ることができ、従って、当該低域フ
ィルタにおいて高精度の係数値を得ることができる。
【図１】本発明に基づく２次ＩＩＲフィルタ（低域フィ
ルタ）の構成図である。
ルタ）の構成図である。
【図２】図１の低域フィルタの周波数特性図である。
【図３】２次ＩＩＲフィルタの従来例である。
【図４】図３の２次ＩＩＲフィルタでの出力周波数特性
図である。
図である。
【図５】低域ＬＰＦ用の２次ＩＩＲフィルタを用いたオ
ーディオ装置の例である。
ーディオ装置の例である。
１〜６ 遅延器 １０〜１２，２１，２２ 係数器（減衰手段） ３１，３２，３５ 乗算器 ４３，４４ 加算器 ４６ 合成器（出力信号合成手段） Ａ0，Ａ1，Ａ2，Ｂ1，Ｂ2 フィルタ係数
Claims (1)
- 【請求項１】 入力データ信号を入力し該入力データ信
号を複数の異なる遅延時間で遅延した複数の第１遅延デ
ータを出力する第１遅延手段と、 前記入力信号及び前記第１遅延データ信号を所定の異な
る係数に第１の倍率を乗じた結果で減衰処理し上記各信
号に対応した複数の第１減衰信号を出力する第１減衰手
段と、 前記各第１減衰信号を合成して得られる第１合成信号に
前記第１の倍率の逆数を乗算した結果を出力する第１合
成手段と、 合成出力信号を複数の異なる遅延時間で遅延した複数の
第２遅延データ信号を出力する第２遅延手段と、 前記第２遅延データ信号を前記第１減衰手段とは異なる
所定の係数に第２の倍率を乗じた結果で減衰処理し上記
各信号に対応した複数の第２減衰信号を出力する第２減
衰手段と、 前記各第２減衰信号を合成して得られる第２合成信号に
前記第２の倍率の逆数を乗算した結果を出力する第２合
成手段と、 合成出力信号を複数の異なる遅延時間で遅延した複数の
第３遅延データ信号を出力する第３遅延手段と、 前記第３遅延データ信号に所定値を乗じた結果を出力す
る遅延データ出力手段と、 前記第１及び第２の合成手段の出力と前記遅延データ出
力手段の出力とを合成して合成出力信号を得る出力信号
合成手段と、 を有することを特徴とする低域フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13932193A JPH06334482A (ja) | 1993-05-19 | 1993-05-19 | 低域フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13932193A JPH06334482A (ja) | 1993-05-19 | 1993-05-19 | 低域フィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06334482A true JPH06334482A (ja) | 1994-12-02 |
Family
ID=15242590
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13932193A Pending JPH06334482A (ja) | 1993-05-19 | 1993-05-19 | 低域フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06334482A (ja) |
-
1993
- 1993-05-19 JP JP13932193A patent/JPH06334482A/ja active Pending
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