JPH0633720Y2 - 信号伝送線路装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 技術分野 本考案は互いに離れた位置に設置されて互いに異なる接
地系を有する接地間を接続する信号伝送線路装置（以下
伝送線路装置という）に関するものである。

背景技術 例えば車載オーディオ装置のように、一方がダッシュパ
ネルに設置され他方がこのダッシュパネルから離れたト
ランクルーム等に設置されたオーディオ信号処理装置同
士を接続する伝送線路装置の従来装置の概略を第８図に
示す。第８図において、例えば記録情報を読み取ってこ
れを復調して出力するCDプレーヤ（図示せず）からの入
力信号は、入力信号中継回路１に供給される。入力信号
中継回路１の出力信号は信号伝送線路２の中心導体2aを
経て出力信号中継回路３に供給される。なお、中心導体
2aは外部導体2bによってシールドされている。また、入
力信号中継回路１の出力回路の接地点1aは外部導体2bを
経て出力信号中継回路３の接地系に接続されるので入力
信号中継回路１の出力信号レベルの基準電位は出力信号
中継回路３側の接地電位と等しくなる。このように接続
することによって離れた装置間の接地系の電位が異なる
ことによって信号ラインに一種のノイズV_nが混入するの
を防止せんとする。出力信号中継回路３はバッファアン
プあるいは出力アンプなどにより構成されて上記出力信
号を次段のオーディオ装置へ供給する。上記入力信号中
継回路1,信号伝送線路２及び出力信号中継回路３によっ
て伝送線路装置が形成される。

かかる入力信号中継回路１の具体回路を第９図に示す。
第９図において、抵抗R₁及びR₂によって構成される抵抗
分圧回路の一端Ａに電流制限抵抗R₃を介してバイアス電
源V_ccから電圧V_ccが印加され、該抵抗分圧回路の他端は
入力信号供給源（図示せず）の接地系と共通の接地点Ｂ
に接続される。また、この抵抗分圧回路に対して並列に
バイパスコンデンサC₁が接続されＡ点とＢ点とは交流電
位が等しくなされる。上記抵抗分圧回路の分圧電圧はPN
P形トランジスタQ₁のベースに印加される。このベース
には結合コンデンサC₂を経て入力信号が供給される。ト
ランジスタQ₁のエミッタはエミッタ抵抗R₄に接続され、
抵抗R₄の他端Ｃは上記抵抗R₁とR₃との接続点Ａに接続さ
れる。トランジスタQ₁のコレクタには、結合コンデンサ
C₃及びコレクタ抵抗R₅の各一端が接続され、コンデンサ
C₃の他端は信号伝送線路２の中心導体2aに接続される。
コレクタ抵抗R₅の他端は信号伝送線路２のシールド導体
2bに接続される。中心導体2aの他端3aは、出力信号中継
回路３の入力端に接続され、シールド導体2bの他端3bは
出力信号中継回路３の接地点Ｄに接続される。この接地
点Ｄは出力信号中継回路３の次段に接続される装置の接
地系と同一である。ここで、接地点Ｄと接地点Ｂとの間
に生ずるアース間ノイズはノイズ源V_nとして表示されて
いる。なお、出力信号中継回路３以降の回路は本考案の
要部ではないのでかかる部分の説明は省略する。

次に、この回路の動作について説明する。まず、接地点
Ａ・Ｂ間が同電位であるときは、入力信号中継回路１は
周知のPNP形トランジスタによるエミッタ接地増幅回路
であり、入力信号の電位をViエミッタ抵抗R₄の値をR₄と
すると、エミッタ電流ieは、ie≒Vi/R₄となる。また、
コレクタ抵抗R₅の値をR₅とし、出力信号中継回路３を高
入力インピーダンスにすればエミッタ電流ieはほぼコレ
クタ抵抗R₅を流れるから、コレクタ抵抗R₅に印加される
電圧Vcは、Vc≒ie・R₅となる。故に、かかる増幅回路の
利得はR₅／R₄として表わされる。また、トランジスタQ₁
は交流等価的に電流源として作用しそのインピーダンス
は非常に大きいので、ノイズ源V_nによるノイズ電流inは
コレクタ抵抗R₅にはほとんど流れず、ノイズ源Vnによる
出力信号へのノイズ混入は無視し得る。従って、かかる
回路によって接地系の相違によるノイズV_nの信号への混
入（以下混信と称する）は抑制され（以下ノイズ抑制機
能と称する）互いに離れた位置にある装置間の信号中継
における混信を防止することが可能である。

しかしながら、ノイズV_nの周波数が高くなるとトランジ
スタのベース・コレクタ間容量によってベース・コレク
タ間にノイズ電流inが流れ、抵抗R₂及びR₅を経由してノ
イズループ電流が形成される。このノイズループ電流に
よってトランジスタQ₁のコレクタからの出力信号中に
は、ノイズV_n成分が生じる。かかるノイズ成分のレベル
は第７図の曲線ａの如く数KHz付近で相当のレベルに達
し、回路のノイズ抑制機能が低下する。ここで、第７図
はＯ〔dBV〕のノイズを印加しその周波数を増加したと
きの信号出力端へのノイズもれレベル変化を示す。この
ような原因によるS/Nの低下を防止するためには、ベー
ス・コレクタ間容量の小なるトランジスタを用いれば良
いのであるが、かかるトランジスタは比較的に高価なの
である。

考案の概要 よって、本考案の目的とするところはアース間ノイズの
高周波成分に対してもS/Nの低下を抑制し得る伝送線路
装置を安価に提供することである。

上記目的を達成するために本考案の伝送線路装置におい
ては、入力信号中継回路を形成するエミッタ接地形トラ
ンジスタ増幅回路のコレクタ回路とエミッタ回路との間
に抵抗とリアクタンス素子とからなる中和回路を設け、
ノイズ電圧が該増幅回路のベースに印加されることによ
って生ずるコレクタ回路のノイズ成分をエミッタ回路に
帰還することで、ベースとエミッタとから供給されるノ
イズ分がコレクタにおいて互いに逆相に重畳されて相殺
される構成としている。

実施例 以下、本考案の実施例について第１図を参照しつつ説明
する。第１図において第９図に示された回路と対応する
部分には同一符号を付しかかる部分の説明は省略する。

本考案においては、接続点Ａと抵抗R₄の一端Ｃとの間に
抵抗R₆が接続され、抵抗R₄の一端Ｃと抵抗R₅の接地側端
との間にコンデンサC₄が接続される。抵抗R₆及びコンデ
ンサC₄は、ベース・コレクタ間容量を介してコレクタ電
流に生ずるノイズ電流inとほぼ等振幅逆層位相の電流を
該コレクタ電流に重畳してノイズ成分を相殺するための
いわゆる中和回路を形成する。他の構成は従来回路と同
様である。

回路の動作について説明する。まず、中域周波数におい
ては、後述の如くコンデンサC₄の容量は小さいので、そ
のインピーダンスは抵抗R₆及びR₄と比較して十分に大き
く、コンデンサC₄を無視し得る。そこで、該回路の増幅
率は抵抗R₆，R₄及びR₅とによってほぼR₅／（R₄＋R₆）と
なる。なお、R₄＞R₆に設定すればほぼR₅／R₄となり従来
回路と同一になる。ほぼこの増幅率によってノイズ抑制
の程度は定まる。

次に、ノイズV_nの周波数が高い場合における混信発生の
原因について説明する。ここで、この入力信号中継回路
前段には十分に出力インピーダンスの低い増幅回路が接
続されかつその信号入力端には何ら信号が供給されない
ものとする。この場合の交流等価回路を第２図に示す。
同図においてコンデンサCobはトランジスタQ₁のベース
・コレクタ間容量を示し、抵抗Raはエミッタ・コレクタ
間の見かけ上のインピーダンスと前述の抵抗R₄とが直列
接続された抵抗に相当するものであり、その値はほぼhf
e・R₄/hoe・hieとなる。ただし、hfe,hoe,hieはエミッ
タ接地におけるトランジスタのｈパラメータであり、そ
れぞれ電流増幅率、出力アドミタンス、入力抵抗を表わ
す。中低周波数域におけるノイズ制御の程度は、前述の
如く増幅率R₅／R₄に対応し数10〔dB〕程度得られるが、
高周波数域においてはコンデンサCobのインピーダンス
が減少しコンデンサCobを介してノイズ電圧V_nにより抵
抗R₅にノイズ電流成分が流れ６〔dB/OCT〕の割合で劣化
する。

そこで、本考案においては、第３図の交流等価回路に示
されるようにベース・コレクタ間に在るノイズ源V_nに対
応して、トランジスタQ₁のエミッタ回路にノイズ源V_nと
その出力が比例関係にあるノイズ源V_n′設け、ノイズ源
V_nによってコレクタに生ずる電流inに、ノイズ源V_n′に
よりこの電流inと値が等しくかつ逆相の電流in′を重畳
することによりノイズV_n成分を相殺し、コレクタ出力の
S/Nを維持せんとしている。上述のノイズ源V_n′を抵抗
６とコンデンサC₄とよって形成される中和回路によって
ノイズ源V_nの出力を分圧して得ている。かかる構成によ
ってノイズV_n成分が相殺されるのは、トランジスタ回路
がノイズV_nに対してはエミッタ接地回路として動作し、
そのコレクタ抵抗R₅の両端に生ずるコレクタ出力電圧は
ノイズV_nに対し逆相となり、一方、ノイズV_n′に対して
上記トランジスタ回路はベース接地回路として動作する
のでノイズV_n′に対応するコレクタ出力電圧はノイズ
V_n′と同相となるからであり、コレクタ抵抗R₅におい
て、ノイズV_n及びV_n′成分にそれぞれ比例する各ノイズ
成分は重畳されて相殺される。ところで、トランジスタ
Q₁のベース・コレクタ間に印加されたノイズ電圧V_nに応
じてコレクタに流れる電流inはベース・コレクタ間容量
の影響によって、ノイズ電圧V_nに対して実際には90度の
位相差となっており、このままでは、上述の如くノイズ
同士を十分に相殺することが出来ない。そこで、中和回
路を例えば抵抗とコンデンサとによって形成し、ノイズ
電圧と90度位相の異なるノイズ電圧V_n′を得て、これを
エミッタ・コレクタ間に印加してノイズ電圧V_n′と同相
のコレクタ電流in′を得ている。このようにして、コレ
クタ電流inとコレクタ電流in′とが互いに逆相となるよ
うに調整されている。

ここで、エミッタ抵抗R₄とコレクタ抵抗R₅とを等しい値
に設定しかつエミッタ抵抗R₄の値を抵抗R₆の値より大き
く設定すればトランジスタ回路のノイズ源Vn′に対する
増幅率はほぼ１となる。そして、ノイズ源V_nによってコ
レクタ抵抗に生ずる電圧と等しい電圧にノイズ源V_n′の
電圧レベルを設定すれば中和作用は最大となる。このよ
うにするためには、コンデンサC₄と抵抗R₆との比をコン
デンサCobとコレクタ抵抗R₅との比に一致させればよ
い。コンデンサCobのインピーダンスはコレクタ抵抗R₅
のに比して十分に大きいから、コンデンサC₄のインピー
ダンスは抵抗R₆に比して十分に大きいものとなる。よっ
て、抵抗R₆はエミッタ抵抗R₄より十分小であったとして
もコンデンサC₄の容量は比較的小さいものとなる。

次に、エミッタ抵抗R₄とコレクタ抵抗R₅とが等しくない
場合には、中和作用を最大とする抵抗R₆とコンデンサC₄
との比は、コンデンサCobとコレクタ抵抗R₅との比に対
応しない。しかし、コンデンサC₄及びコンデンサCobの
インピーダンスはコレクタ抵抗R₅及び抵抗R₆の値に比し
て十分に大きいので、コンデンサCobを介してコレクタ
抵抗R₅に生ずるノイズ及び中和回路を介してコレクタ抵
抗R₅に生ずるノイズはもとのノイズ電圧V_nに対してそれ
ぞれ位相がほぼ90度偏倚しており、コレクタ抵抗R₅に生
ずるノイズ同士は互いに逆相に維持される故、中和作用
が損なわれない。

第４図は、第１図に示された回路入力端子を短絡した場
合の高周波等価回路を示している。この回路の周波数特
性を知るために、ノイズV_nに関して伝達関数ｈ_（ω）を
求めると次式のようになる。

ただし、ωはノイズV_nの角周波数であり、hfe＞＞１、h
ie,R₄，R₅＜＜1/hoe、hie,R₄，R₅，R₆＜＜1/ωCob,1/ω
C₄なる条件によって（１）式は簡略化されている。

（１）式において となるように各素子の値を設定することにより、周波数
依存項がなくなり、周波数が増加しても中和作用が維持
され得る。ここで、R₆＜＜R₄となるようにR₆を設定すれ
ばCob/R₆＝C₄／R₄で中和作用が最大になる。なお、周波
数依存性を最小にするための条件式には負荷抵抗に相当
するコレクタ抵抗R₅は含まれない。したがって、負荷の
変動によって中和作用が損なわれることがなく動作が安
定しているという利点を有する。

本考案による回路の周波数特性を従来回路と同一条件に
よって測定した結果を第７図の曲線ｂにて示す。かかる
特性曲線により明らかであるように、本考案によれば中
和作用によって可聴周波数帯域全体に亘って特性の劣化
が生じないのである。

トランジスタQ₁にNPN形トランジスタQ₂を用いた場合の
回路構成例を第５図に示す。第５図において第１図に示
された回路と対応する部分には同一符号を付している。
同図においてコンデンサC₁₀及び抵抗R₁₀は結合コンデン
サとバイアス抵抗であり特に回路の機能に関係しない。
かかる回路の動作は、第１図に示された回路と同様であ
るので説明は省略する。

ところで、一般にトランジスタの定数を揃えることは容
易ではないが、トランジスタのCobのバラツキが大きい
場合には通常のCobの10倍程度のコンデンサをベース・
コレクタ間に挿入し、この状態において中和作用の効果
が最大となるように前述の各素子の値を定めれば製造さ
れる各回路の特性をトランジスタのCobのバラツキに関
係なくほぼ一定のものとすることが可能である。かかる
場合においても中和作用によって高周波数域でノイズ抑
制作用が維持される。

トランジスタQ₁の代りにFETを用いることも可能であ
る。かかる場合の回路構成例を第６図に示す。第６図に
おいて第１図と対応する部分には同一符号を付してお
り、その動作は第１図に示された回路と同様である故、
説明は省略する。

考案の効果 以上説明したように、本考案の構成によれば、ベース・
コレクタ間容量の小なるトランジスタを使わずとも、抵
抗とコンデンサの追加のみによって可聴周波数帯の高域
における接地系の相違に起因するノイズを著しく軽減す
ることが可能となり、また、安価に構成されて他の回路
との組合せも簡単である故好ましいのである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本考案実施回路例を示す回路図、第２図〜第
４図は、実施回路例の動作を説明するための等価回路
図、第５図及び第６図は他の実施回路例を示す回路図、
第７図は、実施回路及び従来回路の周波数対ノイズレベ
ル特性を示す特性曲線図、第８図及び第９図は、従来回
路例を示す回路図である。 主要部分符号の説明 １……入力信号中継回路 ２……信号伝送線路 ３……出力信号中継回路 V_n……ノイズ源 Q₁，Q₂，Q₃……トランジスタ R₆，C₄……中和回路を構成する抵抗及びコンデンサ

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】第１接地系を有する第１信号処理装置と第
   ２接地系を有する第２信号処理装置相互間の信号伝送を
   なす信号伝送線路装置であって、信号伝送線と前記信号
   伝送線をシールドするシールド導体とからなる信号伝送
   線路と、前記信号伝送線の一端に入力信号に応じた出力
   信号を供給する入力信号中継回路と、前記シールド導体
   の一端に直接接続される前記第２接地系を含み前記信号
   伝送線を経た出力信号に応じた電圧信号を出力する出力
   信号中継回路とからなり、前記入力信号中継回路は、第
   １抵抗と能動素子と第２抵抗とが互いに直列接続されか
   つ前記入力信号に応じた電流が流れる直列回路と、前記
   入力信号の直流レベルを設定する抵抗分圧回路と、前記
   直列回路に並列接続されるコンデンサと、前記直列回路
   の一端と前記抵抗分圧回路の一端との間に接続された第
   ３抵抗とを有し、前記第１もしくは前記第２抵抗の両端
   に生ずる電圧を前記出力信号とするようになされている
   ことを特徴とする信号伝送線路装置。