JPH0634581B2 - 多重型パルス幅変調電力変換装置 - Google Patents
多重型パルス幅変調電力変換装置Info
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- JPH0634581B2 JPH0634581B2 JP23107887A JP23107887A JPH0634581B2 JP H0634581 B2 JPH0634581 B2 JP H0634581B2 JP 23107887 A JP23107887 A JP 23107887A JP 23107887 A JP23107887 A JP 23107887A JP H0634581 B2 JPH0634581 B2 JP H0634581B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、パルス幅変調方式の単相順変換器を並列接続
して直流電力を供給する方式の多重型パルス幅変調電力
変換装置に係り、特に単相交流き電方式の電気車に好適
な多重型パルス幅変調電力変換装置に関する。
して直流電力を供給する方式の多重型パルス幅変調電力
変換装置に係り、特に単相交流き電方式の電気車に好適
な多重型パルス幅変調電力変換装置に関する。
従来から、電車など鉄道用の電気車では、交流電気車に
おいても、その走行駆動用の電動機としては、直流電動
機が多用されていたが、近年、出力の大容量化に伴な
い、交流電動機、特に誘導電動機を走行駆動用とする機
運にある。
おいても、その走行駆動用の電動機としては、直流電動
機が多用されていたが、近年、出力の大容量化に伴な
い、交流電動機、特に誘導電動機を走行駆動用とする機
運にある。
ところで、このような交流電動機を用いた交流電気車で
は、その電力変換装置として、順変換器、特にパルス幅
変調方式の順変換器を必要とする。
は、その電力変換装置として、順変換器、特にパルス幅
変調方式の順変換器を必要とする。
しかして、このパルス幅変調方式の順変換器を大容量の
交流電気車に適用する場合、主回路を構成する半導体ス
イツチング素子の容量や単相交流電源側での高調波の軽
減などの見地から、主回路を分割し、多重化した、いわ
ゆる多重型パルス幅変調方式の順変換器の使用が広く行
なわれており、このことは、例えば、電気学会論文誌、
Ｄ分冊、第107 巻、第３号（昭和62年）の 304〜311
頁、「ＰＷＭコンバータを用いた高性能交流車輌システ
ムの検討」などとして開示され、これにより、直流電圧
及び電源力率を所定値に保つ制御が得られるようになつ
ている。
交流電気車に適用する場合、主回路を構成する半導体ス
イツチング素子の容量や単相交流電源側での高調波の軽
減などの見地から、主回路を分割し、多重化した、いわ
ゆる多重型パルス幅変調方式の順変換器の使用が広く行
なわれており、このことは、例えば、電気学会論文誌、
Ｄ分冊、第107 巻、第３号（昭和62年）の 304〜311
頁、「ＰＷＭコンバータを用いた高性能交流車輌システ
ムの検討」などとして開示され、これにより、直流電圧
及び電源力率を所定値に保つ制御が得られるようになつ
ている。
ところで、このような単相交流電源を用いたシステムで
は、それから給電されている電力が、瞬時値では電源周
波数の２倍の周波数で脈動しているため、その影響によ
り順変換器の直流側電圧にも脈動を伴ない、これの抑圧
が必要であるが、上記従来技術では、その直流側に平滑
コンデンサを設ける以外、特に配慮がされておらず、こ
のため、大容量の平滑コンデンサを必要とし、システム
の重量の増加や、その格納に必要なスペースが増大し、
車輌への搭載が困難になる上、コストアツプが著しいと
いう問題点があつた。
は、それから給電されている電力が、瞬時値では電源周
波数の２倍の周波数で脈動しているため、その影響によ
り順変換器の直流側電圧にも脈動を伴ない、これの抑圧
が必要であるが、上記従来技術では、その直流側に平滑
コンデンサを設ける以外、特に配慮がされておらず、こ
のため、大容量の平滑コンデンサを必要とし、システム
の重量の増加や、その格納に必要なスペースが増大し、
車輌への搭載が困難になる上、コストアツプが著しいと
いう問題点があつた。
本発明の目的は、上記の直流電力の脈動を、平滑コンデ
ンサの容量の増加を伴わずに充分に抑圧でき、コストア
ツプを抑え、重量や体積の軽減が得られるようにした多
重型パルス幅変調電力変換装置を提供することにある。
ンサの容量の増加を伴わずに充分に抑圧でき、コストア
ツプを抑え、重量や体積の軽減が得られるようにした多
重型パルス幅変調電力変換装置を提供することにある。
上記目的は、多重型パルス幅変調方式の順変換器を構成
すべき、それぞれのパルス幅変調方式の順変換器（以
下、単位順変換器という）の交流側の一方の端子を少く
とも１のインピーダンス素子で相互に接続し、このイン
ピーダンス素子に現われる電圧が所定値になるように、
それぞれの単位順変換器を制御するようにして達成され
る。
すべき、それぞれのパルス幅変調方式の順変換器（以
下、単位順変換器という）の交流側の一方の端子を少く
とも１のインピーダンス素子で相互に接続し、このイン
ピーダンス素子に現われる電圧が所定値になるように、
それぞれの単位順変換器を制御するようにして達成され
る。
インピーダンス素子に所定値の電圧が現われるように、
各単位順変換器を制御すると、これにより、これら単位
順変換器の直流側での、交流電源側周波数の２倍の周波
数の電力脈動が抑えられるので、平滑コンデンサの容量
を増加させなくても、充分に直流電力脈動を少くなくす
ることができる。
各単位順変換器を制御すると、これにより、これら単位
順変換器の直流側での、交流電源側周波数の２倍の周波
数の電力脈動が抑えられるので、平滑コンデンサの容量
を増加させなくても、充分に直流電力脈動を少くなくす
ることができる。
以下、本発明による多重型パルス幅変調電力変換位置に
ついて、図示の実施例により詳細に説明する。
ついて、図示の実施例により詳細に説明する。
第１図は、本発明を、走行駆動用電動機として誘導電動
機を用いた、単相交流電気車などに適用した場合の一実
施例で、図において、１は単相交流電源、２は主変圧
器、３，４は交流リアクトル、５は補助リアクトル、６
〜13はＧＴＯサイリスタ、14〜21はダイオード、22は平
滑コンデンサ、23は負荷、24は電圧調整器、25，26は電
流調整器、27，28は位相調整器、29，30は位相差検出
器、31は座標変換器、32は電圧合成・座標変換器、33〜
36はパルス幅変調器である。
機を用いた、単相交流電気車などに適用した場合の一実
施例で、図において、１は単相交流電源、２は主変圧
器、３，４は交流リアクトル、５は補助リアクトル、６
〜13はＧＴＯサイリスタ、14〜21はダイオード、22は平
滑コンデンサ、23は負荷、24は電圧調整器、25，26は電
流調整器、27，28は位相調整器、29，30は位相差検出
器、31は座標変換器、32は電圧合成・座標変換器、33〜
36はパルス幅変調器である。
主変圧器２は１次巻線２Ｐと、２組の２次巻線２Ａ，２
Ｂとを有する単相変圧器で、交流電源１から受電した交
流電圧ｅｐを、２組の所定値の２次電圧ｅｓに変換する
働きをする。
Ｂとを有する単相変圧器で、交流電源１から受電した交
流電圧ｅｐを、２組の所定値の２次電圧ｅｓに変換する
働きをする。
交流リアクトル３，４はそれぞれの順変換部Ａ，Ｂの交
流入力電圧ｅ１，ｅ２間での干渉を少くする働きをす
る。
流入力電圧ｅ１，ｅ２間での干渉を少くする働きをす
る。
補助リアクトル５は脈動電力を吸収する動きをするもの
で、その詳細は後述する。
で、その詳細は後述する。
ＧＴＯサイリスタ６〜13はダイオード14〜21と共に各単
位順変換部Ａ，Ｂの主回路を形成している。
位順変換部Ａ，Ｂの主回路を形成している。
平滑コンデンサ22は単位順変換部Ａ，Ｂの直流出力端に
並列接続され、直流電圧脈動を抑える動きをする。
並列接続され、直流電圧脈動を抑える動きをする。
負荷23は、図では省略してあるが、逆変換部（インバー
タ）と誘導電動機などからなる周知のものである。
タ）と誘導電動機などからなる周知のものである。
電圧調整器24はＡＶＲなども呼ばれ、平滑コンデンサ22
の端子間に現われている直流電圧ｅｄから検出した平均
値Ｅｄと、これに対して与えられている直流電圧指令値
Ｅd *との偏差から、各単位順変換部Ａ，Ｂの交流入力電
流（コンバータ入力電流）指令値Ｉs *を演算する働きを
する。
の端子間に現われている直流電圧ｅｄから検出した平均
値Ｅｄと、これに対して与えられている直流電圧指令値
Ｅd *との偏差から、各単位順変換部Ａ，Ｂの交流入力電
流（コンバータ入力電流）指令値Ｉs *を演算する働きを
する。
電流調整器25，26はＡＣＲと呼ばれ、電流指令値Ｉ
s *と、各単位順変換部Ａ，Ｂに対する実入力電流の検出
値Ｉs1，Ｉs2との偏差から交流側端子間電圧（コンバー
タ入力電圧）ｅc1及びｅc2のそれぞれの虚軸成分指令値
Ｅ1i * ，Ｅ2i * （電源電圧ｅｐを基準としたもの）を演
算出力する働きをする。
s *と、各単位順変換部Ａ，Ｂに対する実入力電流の検出
値Ｉs1，Ｉs2との偏差から交流側端子間電圧（コンバー
タ入力電圧）ｅc1及びｅc2のそれぞれの虚軸成分指令値
Ｅ1i * ，Ｅ2i * （電源電圧ｅｐを基準としたもの）を演
算出力する働きをする。
位相調整器27，28はＡＰＲと呼ばれ、位相差検出器（Ｐ
ＤＤ）29，30によつて検出されているところの、電源電
圧ｅｐと交流入力電流ｉs1及びｉs2との位相差φ１，φ
２と、これに対する指令値φ1 *，φ2 *との偏差からコン
バータ入力電圧ｅc1，ｅc2の実軸成分指令値Ｅ1r * ，Ｅ
2r * を演算出力する働きをする。
ＤＤ）29，30によつて検出されているところの、電源電
圧ｅｐと交流入力電流ｉs1及びｉs2との位相差φ１，φ
２と、これに対する指令値φ1 *，φ2 *との偏差からコン
バータ入力電圧ｅc1，ｅc2の実軸成分指令値Ｅ1r * ，Ｅ
2r * を演算出力する働きをする。
座標変換器31はＣＴＲと呼ばれ、補助リアクトル５に印
加すべき電圧ｅ０の振幅と位相の指令値Ｅo *，α＊から
電圧ｅ０の実軸成分指令Ｅ0r * と虚軸成分指令値Ｅ0i *
を演算出力する働きをする。
加すべき電圧ｅ０の振幅と位相の指令値Ｅo *，α＊から
電圧ｅ０の実軸成分指令Ｅ0r * と虚軸成分指令値Ｅ0i *
を演算出力する働きをする。
電圧合成・座標変換器32はＶＭＸと呼ばれ、電圧ｅ０の
各指令値Ｅ1r * ，Ｅ1i * ，Ｅ2r *，Ｅ2i * ，Ｅ0r * それ
にれＥ0i * を合成し、極座標変換を行ない、各単位順変
換部Ａ，Ｂの交流側各端子電圧の指令値Ｅ1P * 〜Ｅ2N *
と、位相指令値∠IP * 〜∠2N * を演算作成する働き
をする。
各指令値Ｅ1r * ，Ｅ1i * ，Ｅ2r *，Ｅ2i * ，Ｅ0r * それ
にれＥ0i * を合成し、極座標変換を行ない、各単位順変
換部Ａ，Ｂの交流側各端子電圧の指令値Ｅ1P * 〜Ｅ2N *
と、位相指令値∠IP * 〜∠2N * を演算作成する働き
をする。
パルス幅変調器33〜36は、上記の各指令値から、各単位
順変換部Ａ，ＢのＧＴＯサイリスタ６〜13のそれぞれに
供給すべきゲート信号Ｇ６〜Ｇ13を作成する働きをす
る。なお、電圧調整器24ないしパルス幅変調器36までの
部分を制御部ＣＳと呼ぶ。
順変換部Ａ，ＢのＧＴＯサイリスタ６〜13のそれぞれに
供給すべきゲート信号Ｇ６〜Ｇ13を作成する働きをす
る。なお、電圧調整器24ないしパルス幅変調器36までの
部分を制御部ＣＳと呼ぶ。
まず、初めに直流電圧脈動の低減の原理について説明す
る。なお、以下、順変換部をコンバータという。
る。なお、以下、順変換部をコンバータという。
第２図は第１図の主回路部を取出したものである。同図
に示すように、電源電圧ｅＰを主変圧器２で変圧して得
られた二次電圧をｅs,、コンバータ入力電圧をｅ１及び
ｅ２、コンバータ入力電流をｉs1及びｉs2、また、交流
リアクトル３及び４と補助リアクトル５のインダクタン
スをそれぞれＬ１，Ｌ２，Ｌ０とし、補助リアクトル５
に印加される電圧をｅ０、それに流れる電流をｉ０とす
る。ここで、平滑コンデンサ22の中点を仮想的に接地し
て仮想接地点Ｎとし、この仮想接地点Ｎに対するＰＷＭ
コンバータの交流側各端子Ｐ１点，Ｎ１点，Ｐ２点及び
Ｎ２点の各電位をそれぞれｅ1P，ｅ1N，ｅ2P，ｅ2Nとす
れば、第２図の交流側回路は第３図(a)のような等価回
路で示すことができ、さらに、この第３図(a)等価回路
は電流ｉs1，ｉs2及びｉ０に対して同図(b)に示す等価
回路で表わせる。
に示すように、電源電圧ｅＰを主変圧器２で変圧して得
られた二次電圧をｅs,、コンバータ入力電圧をｅ１及び
ｅ２、コンバータ入力電流をｉs1及びｉs2、また、交流
リアクトル３及び４と補助リアクトル５のインダクタン
スをそれぞれＬ１，Ｌ２，Ｌ０とし、補助リアクトル５
に印加される電圧をｅ０、それに流れる電流をｉ０とす
る。ここで、平滑コンデンサ22の中点を仮想的に接地し
て仮想接地点Ｎとし、この仮想接地点Ｎに対するＰＷＭ
コンバータの交流側各端子Ｐ１点，Ｎ１点，Ｐ２点及び
Ｎ２点の各電位をそれぞれｅ1P，ｅ1N，ｅ2P，ｅ2Nとす
れば、第２図の交流側回路は第３図(a)のような等価回
路で示すことができ、さらに、この第３図(a)等価回路
は電流ｉs1，ｉs2及びｉ０に対して同図(b)に示す等価
回路で表わせる。
そこで、以下で動作原理を説明するために、同図中の破
線部を仮想コンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２及びＣＯＮ０
と呼ぶことにする。
線部を仮想コンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２及びＣＯＮ０
と呼ぶことにする。
まず、仮想コンバータＣＯＮ１及びＣＯＮ２に関して、
二次電圧ｅｓ，コンバータ入力電圧ｅ１，ｅ２，コンバ
ータ入力電流ｉs1，ｉs2の基本波ベクトルをｓ，
１，２，s1及びs2とする。
二次電圧ｅｓ，コンバータ入力電圧ｅ１，ｅ２，コンバ
ータ入力電流ｉs1，ｉs2の基本波ベクトルをｓ，
１，２，s1及びs2とする。
次に、ＰＷＮコンバータを力率１で運転させようとする
と、この場合、各ベクトルは第４図に示す関係を満足し
なければならない。すなわち、交流リアクトル３，４の
電圧ｊωＬ１ s1及びｊωＬ２ s2（ω：電源角周波
数）が二次電圧ｓと直交するように、コンバータ入力
電圧１と２の大きさと位相を調節しなければならな
い。ここで、θ１及びθ２は１及び２の位相角（
ｓ基準）である。なお、コンバータ入力電流s1及び
s2は、同一指令値Ｉs *で制御され、s1＝s2であるも
のとする。
と、この場合、各ベクトルは第４図に示す関係を満足し
なければならない。すなわち、交流リアクトル３，４の
電圧ｊωＬ１ s1及びｊωＬ２ s2（ω：電源角周波
数）が二次電圧ｓと直交するように、コンバータ入力
電圧１と２の大きさと位相を調節しなければならな
い。ここで、θ１及びθ２は１及び２の位相角（
ｓ基準）である。なお、コンバータ入力電流s1及び
s2は、同一指令値Ｉs *で制御され、s1＝s2であるも
のとする。
この第４図のベクトル図の関係を瞬時波形で示すと第５
図(a)〜(c)となる。
図(a)〜(c)となる。
実際には、これらの波形は高調波成分を含むが、第５図
のように近似的に正弦波とし、二次電圧 を基準として とすれば、仮想コンバータＣＯＮ１及びＣＯＮ２によっ
て直流側に変換される電力Ｐは、 ｐ＝ｅ１・ｉs1＋ｅ２・ｉs2 ＝２Ｅ１Ｉｓ sinωｔsin(ωｔ＋θ１) ＋２Ｅ２Ｉｓ sinωｔsin(ωｔ＋θ２) ＝Ｅ１Ｉｓ{cosθ１−cos(２ωｔ＋θ1)} ＋Ｅ２Ｉｓ{cosθ２−cos(２ωｔ＋θ2)} ……(3) となる。
のように近似的に正弦波とし、二次電圧 を基準として とすれば、仮想コンバータＣＯＮ１及びＣＯＮ２によっ
て直流側に変換される電力Ｐは、 ｐ＝ｅ１・ｉs1＋ｅ２・ｉs2 ＝２Ｅ１Ｉｓ sinωｔsin(ωｔ＋θ１) ＋２Ｅ２Ｉｓ sinωｔsin(ωｔ＋θ２) ＝Ｅ１Ｉｓ{cosθ１−cos(２ωｔ＋θ1)} ＋Ｅ２Ｉｓ{cosθ２−cos(２ωｔ＋θ2)} ……(3) となる。
ここで、(3)式において、Ｅ１Ｉｓ cosθ１及びＥ２Ｉ
ｓ cosθ２は平均電力で、二次電圧とコンバータ入力電
流の実効値の積ＥｓＩｓに等しいことから、(3)式はま
た、次式のように表わせる。
ｓ cosθ２は平均電力で、二次電圧とコンバータ入力電
流の実効値の積ＥｓＩｓに等しいことから、(3)式はま
た、次式のように表わせる。
通常、コンバータ入力電圧の位相角の使用範囲は±30゜
程度であり、仮にインダクタンスＬ１とＬ２の値に１割
程度の差があつても cosθ１／ cosθ２１， となることから、さらに(4)式は 但し、 と表わされ、第５図(d)に示す波形となる。
程度であり、仮にインダクタンスＬ１とＬ２の値に１割
程度の差があつても cosθ１／ cosθ２１， となることから、さらに(4)式は 但し、 と表わされ、第５図(d)に示す波形となる。
この(5)式において、右辺第１項は交流から直流に変換
される平均電力であり、右辺第２項は電力の脈動分を示
す。そして、この脈動電力が平滑コンデンサ22に注入さ
れるため、電源の２倍の周波数を中心とした脈動電圧が
発生することになる。
される平均電力であり、右辺第２項は電力の脈動分を示
す。そして、この脈動電力が平滑コンデンサ22に注入さ
れるため、電源の２倍の周波数を中心とした脈動電圧が
発生することになる。
一方、仮想コンバータＣＯＮ０に関して、補助リアクト
ル５に印加される電圧ｅ０を、 とすれば、補助リアクトル５に流れる電流ｉ０は となる。
ル５に印加される電圧ｅ０を、 とすれば、補助リアクトル５に流れる電流ｉ０は となる。
そこで、これら(6)，(7)式より、補助リアクトル５で消
費される電力ｐ０は、次式のように決まる。
費される電力ｐ０は、次式のように決まる。
この(8)式において、第１項は平均電力、第２項は脈動
電力であり、これらの電力は、当然ながら直流側から供
給される。
電力であり、これらの電力は、当然ながら直流側から供
給される。
したがって、(5)式の第２項と(8)式の第２項とが等しく
なるとき、すなわち、 を満足するとき、交流電源から直流側へ供給される電力
の脈動分は全て補助リアクトル５に吸収されることにな
る。このとき、補助リアクトル５に印加すべき電圧ｅ０
の実行値Ｅ０及び位相角αは、(9)式より、次式のよう
に求まる。
なるとき、すなわち、 を満足するとき、交流電源から直流側へ供給される電力
の脈動分は全て補助リアクトル５に吸収されることにな
る。このとき、補助リアクトル５に印加すべき電圧ｅ０
の実行値Ｅ０及び位相角αは、(9)式より、次式のよう
に求まる。
ところで、補助リアクトル５が、一般的なインピーダン
ス要素であつたとしても、上記と同様に脈動電力を除去
することが可能である。この場合、インピーダンス要素
に印加すべき電圧ｅ０′の実効値Ｅ０′及び位相角α′
は 但し、 Ｒ０：抵抗分，Ｘ０：リアクタンス分 （Ｘ０＞０：誘導性，Ｘ０＜０：容量性） となる。
ス要素であつたとしても、上記と同様に脈動電力を除去
することが可能である。この場合、インピーダンス要素
に印加すべき電圧ｅ０′の実効値Ｅ０′及び位相角α′
は 但し、 Ｒ０：抵抗分，Ｘ０：リアクタンス分 （Ｘ０＞０：誘導性，Ｘ０＜０：容量性） となる。
次に、この実施例の動作について説明する。
第１図の実施例における制御部ＣＳは直流電圧Ｅｄ，力
率角φ１，φ２，補助リアクトル５に印加する電圧ｅ０
の基本波実効値Ｅ０及び位相角αを制御する機能を持
つ。すなわち、直流電圧の検出値（平均値）Ｅｄとその
指令値Ｅd *との偏差から電圧調整器24により、一方のコ
ンバータＡの入力電流の指令値ＩS *を演算作成し、これ
とコンバータ入力電流の検出値Ｉs1との偏差から電流調
整器25によりコンバータ入力電圧ｅ１の虚軸成分指令値
Ｅ1i * を作成する。
率角φ１，φ２，補助リアクトル５に印加する電圧ｅ０
の基本波実効値Ｅ０及び位相角αを制御する機能を持
つ。すなわち、直流電圧の検出値（平均値）Ｅｄとその
指令値Ｅd *との偏差から電圧調整器24により、一方のコ
ンバータＡの入力電流の指令値ＩS *を演算作成し、これ
とコンバータ入力電流の検出値Ｉs1との偏差から電流調
整器25によりコンバータ入力電圧ｅ１の虚軸成分指令値
Ｅ1i * を作成する。
一方、電源電圧ｅＰとコンバータ入力電流ｉs1の基本波
の位相差φ１を位相差検出器29により検出し、これと位
相差の指令値φ1 *（力率角指令値、通常は力率を１とす
るためφ1 *＝０）との偏差から位相調整器27によりコン
バータ入力電圧ｅ１の実軸成分指令値Ｅ1r * を作成す
る。
の位相差φ１を位相差検出器29により検出し、これと位
相差の指令値φ1 *（力率角指令値、通常は力率を１とす
るためφ1 *＝０）との偏差から位相調整器27によりコン
バータ入力電圧ｅ１の実軸成分指令値Ｅ1r * を作成す
る。
また、もう一台のＰＷＭコンバータＢについても同様に
して、そのコンバータ入力電圧ｅ２の指令値Ｅ2i * 及び
Ｅ2r * を作成する。
して、そのコンバータ入力電圧ｅ２の指令値Ｅ2i * 及び
Ｅ2r * を作成する。
さらに、(10)式を基に演算して得られた補助リアクトル
５に印加すべき電圧ｅ０の極座標での指令値Ｅ0 *及びα
＊については、これを直角座標での指令値Ｅ0i * （虚軸
成分）及びＥ0r * （実軸成分）に座標変換器31により変
換することで、指令値を得る。
５に印加すべき電圧ｅ０の極座標での指令値Ｅ0 *及びα
＊については、これを直角座標での指令値Ｅ0i * （虚軸
成分）及びＥ0r * （実軸成分）に座標変換器31により変
換することで、指令値を得る。
ところで、この実施例では、第３図に示すように、４つ
の交流側端子電圧ｅ1P，ｅ1N，ｅ2P及びｅ2Nで３つの電
圧ｅ１，ｅ２及びｅ０を制御しなければならない。その
ため、３つの電圧ベクトル指令1 *（＝Ｅ1r * ＋ｊＥ1i
* ）、2 *（＝Ｅ2r * ＋ｊＥ2i * ）及び0 *（＝Ｅ0r *
＋ｊＥ0i * ）を４つの交流側端子電圧ベクトル指令1P
* （＝Ｅ1Pr *＋ｊＥ1Pi *）、1N * （＝Ｅ1Nr *＋ｊＥ
1Ni *）、2P * （＝Ｅ2Pr *＋ｊＥ2Pi *）及び2N * （＝
Ｅ2Nr *＋ｊＥ2Ni *）に合成、変換し、さらに極座標変換
することにより各電圧の振幅及び位相角の指令を求める
必要がある。
の交流側端子電圧ｅ1P，ｅ1N，ｅ2P及びｅ2Nで３つの電
圧ｅ１，ｅ２及びｅ０を制御しなければならない。その
ため、３つの電圧ベクトル指令1 *（＝Ｅ1r * ＋ｊＥ1i
* ）、2 *（＝Ｅ2r * ＋ｊＥ2i * ）及び0 *（＝Ｅ0r *
＋ｊＥ0i * ）を４つの交流側端子電圧ベクトル指令1P
* （＝Ｅ1Pr *＋ｊＥ1Pi *）、1N * （＝Ｅ1Nr *＋ｊＥ
1Ni *）、2P * （＝Ｅ2Pr *＋ｊＥ2Pi *）及び2N * （＝
Ｅ2Nr *＋ｊＥ2Ni *）に合成、変換し、さらに極座標変換
することにより各電圧の振幅及び位相角の指令を求める
必要がある。
そこで、これらの電圧ｅ１，ｅ２及びｅ０の基本波ベク
トル１，２及び０が、交流側端子電圧ｅ1P，
ｅ1N，ｅ2P及びｅ2Nの基本波ベクトル1P，1N，2P
及び2Nを用いて と与えられることから、各交流側端子電圧ベクトルを 但し とすれば、所定のコンバータ入力電圧ベクトル１，
２を得ながら、所定の電圧ベクトル０を得ることがで
きる。
トル１，２及び０が、交流側端子電圧ｅ1P，
ｅ1N，ｅ2P及びｅ2Nの基本波ベクトル1P，1N，2P
及び2Nを用いて と与えられることから、各交流側端子電圧ベクトルを 但し とすれば、所定のコンバータ入力電圧ベクトル１，
２を得ながら、所定の電圧ベクトル０を得ることがで
きる。
第６図は(13)式の関係をベクトル時に示したもので、各
ベクトルｓと１，２の関係は第４図と等しく、そ
のため、電圧ベクトルｓと電流ベクトルs1及びs2
は同相、すなわち、基本波力率が１に保たれる。また、
同時に０の振幅及び位相角も所定値に制御されること
が判る。
ベクトルｓと１，２の関係は第４図と等しく、そ
のため、電圧ベクトルｓと電流ベクトルs1及びs2
は同相、すなわち、基本波力率が１に保たれる。また、
同時に０の振幅及び位相角も所定値に制御されること
が判る。
したがつて、(13)式の関係に従い、各交流側端子電圧の
指令値を作成すればよい。なお、(13)式において、基準
ベクトルｂは１／２と２／２の平均としたが、
ｂが（１＋２）／４の近傍にあれば、ｂは任意の
ベクトルでよい。
指令値を作成すればよい。なお、(13)式において、基準
ベクトルｂは１／２と２／２の平均としたが、
ｂが（１＋２）／４の近傍にあれば、ｂは任意の
ベクトルでよい。
以上の結果得られた指令値から、パルス幅変調器33，34
及び35，36は各ＧＴＯサイリスタ６〜13に与えるゲート
信号Ｇ６〜Ｇ13を作成する。例えば、ＧＴＯサイリスタ
６及び７に与えるゲート信号Ｇ６，Ｇ７は、第７図(b)
に示すように、電源電圧ｅＰに対し位相差がθ1P（＝∠
1P）で振幅がＥ1P（＝｜1P｜）に比例した変調正弦
波ｙｍと搬送三角波ｙｃとを比較することにより得ら
れ、 となるようにゲート信号が送られる。これにより、交流
側端子電圧ｅ1Pは、直流電圧の脈動による影響を無視す
ると同図(c)に示すような波形となり、変調正弦波ｙｍ
に比例した電圧ｅ1P1 （基本波）を発生させることがで
きる。また、他のＧＴＯサイリスタ８〜13に与えるゲー
ト信号Ｇ８〜Ｇ13に関しても、上記と同様の方法で得る
ことができる。
及び35，36は各ＧＴＯサイリスタ６〜13に与えるゲート
信号Ｇ６〜Ｇ13を作成する。例えば、ＧＴＯサイリスタ
６及び７に与えるゲート信号Ｇ６，Ｇ７は、第７図(b)
に示すように、電源電圧ｅＰに対し位相差がθ1P（＝∠
1P）で振幅がＥ1P（＝｜1P｜）に比例した変調正弦
波ｙｍと搬送三角波ｙｃとを比較することにより得ら
れ、 となるようにゲート信号が送られる。これにより、交流
側端子電圧ｅ1Pは、直流電圧の脈動による影響を無視す
ると同図(c)に示すような波形となり、変調正弦波ｙｍ
に比例した電圧ｅ1P1 （基本波）を発生させることがで
きる。また、他のＧＴＯサイリスタ８〜13に与えるゲー
ト信号Ｇ８〜Ｇ13に関しても、上記と同様の方法で得る
ことができる。
以上のようにして、各交流側端子は、(13)式に示した電
圧が発生し、所定の直流電圧と力率を保ちながら、電源
の２倍の周波数の直流電圧脈動を充分に抑えることが可
能となる。
圧が発生し、所定の直流電圧と力率を保ちながら、電源
の２倍の周波数の直流電圧脈動を充分に抑えることが可
能となる。
したがつて、この実施例によれば、従来技術では平滑コ
ンデンサ22にそのまま注入され、直流電圧脈動の原因と
なつていた脈動電力は、ＰＷＭコンバータの交流側端子
間に設けた補助リアクトル５によつて、ほとんど吸収さ
れてしまうことになり、シンプルな主回路構成で直流電
圧の脈動を除去することが可能となるばかりか、平滑コ
ンデンサ容量の低減も可能となるほどの効果がある。
ンデンサ22にそのまま注入され、直流電圧脈動の原因と
なつていた脈動電力は、ＰＷＭコンバータの交流側端子
間に設けた補助リアクトル５によつて、ほとんど吸収さ
れてしまうことになり、シンプルな主回路構成で直流電
圧の脈動を除去することが可能となるばかりか、平滑コ
ンデンサ容量の低減も可能となるほどの効果がある。
ところで、上記実施例では、補助リアクトル５に印加す
べき電圧ｅ０に対する振幅指令値Ｅ0 *については、予め
所定値として設定しておくようになつているが、これに
代えて、コンバータの実際の動作状態に応じて自動的に
設定されるようにしてもよい。
べき電圧ｅ０に対する振幅指令値Ｅ0 *については、予め
所定値として設定しておくようになつているが、これに
代えて、コンバータの実際の動作状態に応じて自動的に
設定されるようにしてもよい。
そこで、このようにした実施例について、第８図により
説明する。
説明する。
この第８図において、37は平滑コンデンサ22に流入され
るべき脈動電流指令値Ｉcr * と、平滑コンデンサ22に実
際に流入する電流ｉｃからフイルタ38を介して抽出し
た、電源の２倍の周波数成分Ｉcrとの偏差から補助リア
クトル５に印加すべき電圧ｅ０の振幅指令値Ｅ0 *を作成
する電流調整器であり、その他の部分は全て第１図に示
す実施例と同一である。
るべき脈動電流指令値Ｉcr * と、平滑コンデンサ22に実
際に流入する電流ｉｃからフイルタ38を介して抽出し
た、電源の２倍の周波数成分Ｉcrとの偏差から補助リア
クトル５に印加すべき電圧ｅ０の振幅指令値Ｅ0 *を作成
する電流調整器であり、その他の部分は全て第１図に示
す実施例と同一である。
直流電圧に現われる脈動は、平滑コンデンサ22に流入す
る電流ｉｃの脈動分を積分して得られ、電源の２倍の周
波数２ｆｓで脈動する。したがつて、直流電圧脈動の主
要因となる平滑コンデンサ22の脈動電流（２ｆｓ成分）
Ｉcrがゼロとなるようにすれば、直流電圧脈動は除去さ
れる。
る電流ｉｃの脈動分を積分して得られ、電源の２倍の周
波数２ｆｓで脈動する。したがつて、直流電圧脈動の主
要因となる平滑コンデンサ22の脈動電流（２ｆｓ成分）
Ｉcrがゼロとなるようにすれば、直流電圧脈動は除去さ
れる。
そこで、この第８図の実施例では、指令値Ｉcr * ＝０に
設定し、これにより脈動電流Ｉcrがゼロとなるような振
幅指令値Ｅ0 *が自動的に出力されるようにしたものであ
る。
設定し、これにより脈動電流Ｉcrがゼロとなるような振
幅指令値Ｅ0 *が自動的に出力されるようにしたものであ
る。
本実施例によれば、第１図の実施例で挙げた効果のほか
に、確実で、かつ応答性の良い直流電圧脈動除去動作が
自動的に与えられるようになる。
に、確実で、かつ応答性の良い直流電圧脈動除去動作が
自動的に与えられるようになる。
第９図は、さらに別の実施例を示すもので、この実施例
の場合、平滑コンデンサ22に現われる直流電圧ｅｄの脈
動分Ｅdrを直接検出し、これがゼロとなるように、電圧
調整器39が振幅指令値Ｅ0 *を出力するものであり、その
他の構成は第１図と同じである。なお、フイルタ40は電
圧edから電源周波数の２倍の周波数成分を抽出する働き
をし、これにより脈動分Ｅdrを得るものである。
の場合、平滑コンデンサ22に現われる直流電圧ｅｄの脈
動分Ｅdrを直接検出し、これがゼロとなるように、電圧
調整器39が振幅指令値Ｅ0 *を出力するものであり、その
他の構成は第１図と同じである。なお、フイルタ40は電
圧edから電源周波数の２倍の周波数成分を抽出する働き
をし、これにより脈動分Ｅdrを得るものである。
したがつて、この第９図の実施例によつても、脈動電圧
指令値Ｅdr * をゼロに設定することにより、第８図の実
施例と同じ効果を得ることができる上、電圧ｅｄを別に
検出する必要がないから、新たな検出器の設置は不要に
できる。
指令値Ｅdr * をゼロに設定することにより、第８図の実
施例と同じ効果を得ることができる上、電圧ｅｄを別に
検出する必要がないから、新たな検出器の設置は不要に
できる。
次に、以上の説明では、２系統のコンバータＡ，Ｂを多
重型とし、１個の補助リアクトルを用いた実施例となつ
ているが、本発明はこれに限らず実施可能なことは言う
までもなく、例えば第10図は補助リアクトルを２個設け
た実施例で、５Ａ，５Ｂが補助リアクトルである。
重型とし、１個の補助リアクトルを用いた実施例となつ
ているが、本発明はこれに限らず実施可能なことは言う
までもなく、例えば第10図は補助リアクトルを２個設け
た実施例で、５Ａ，５Ｂが補助リアクトルである。
また、第11図(a)，(b)は３系統のコンバータによる多重
型であり、さらに第12図(a)，(b)は４系統のコンバータ
を多重型としたものであり、それぞれコンバータＣ，
Ｄ，交流リアクトル４Ａ，４Ｂ，それに補助リアクトル
５Ｃ，５Ｄが付加されているものであり、同じく本発明
の実施例である。
型であり、さらに第12図(a)，(b)は４系統のコンバータ
を多重型としたものであり、それぞれコンバータＣ，
Ｄ，交流リアクトル４Ａ，４Ｂ，それに補助リアクトル
５Ｃ，５Ｄが付加されているものであり、同じく本発明
の実施例である。
なお、以上の実施例では、全て主変圧器１が共通の１台
のものとなつているが、各コンバータごとに独立させて
もよいことは言うまでもない。
のものとなつているが、各コンバータごとに独立させて
もよいことは言うまでもない。
また、補助リアクトルについては、上記したように一般
的なインピーダンス素子であつてもよく、例えばコンデ
ンサや抵抗器でもよい。
的なインピーダンス素子であつてもよく、例えばコンデ
ンサや抵抗器でもよい。
本発明によれば、複数の単位コンバータの交流入力側に
設置したインピーダンス素子により、単相交流電源から
供給される電力の脈動分の吸収処理されるため、電力変
換装置の直流電力系での電圧脈動の発生が抑えられ、イ
ンバータや交流電動機などからなる負荷に対して質の良
い直流電力を供給でき、大容量の電気車にも充分に対応
可能になる。
設置したインピーダンス素子により、単相交流電源から
供給される電力の脈動分の吸収処理されるため、電力変
換装置の直流電力系での電圧脈動の発生が抑えられ、イ
ンバータや交流電動機などからなる負荷に対して質の良
い直流電力を供給でき、大容量の電気車にも充分に対応
可能になる。
また、平滑コンデンサの容量増加が抑えられるから、小
型化，ローコスト化に大きく寄与できる。
型化，ローコスト化に大きく寄与できる。
第１図は本発明による多重型パルス幅変調電力変換装置
の一実施例を示すブロツク図、第２図は主回路の電圧関
係を表わす説明図、第３図(a)，(b)は動作説明用の等価
回路図、第４図は力率１の条件を説明するベクトル図、
第５図(a)〜(g)は動作説明用の波形図、第６図は同じく
動作説明用のベクトル図、第７図はパルス幅変調動作を
説明する波形図、第８図及び第９図はそれぞれ本発明の
他の実施例を説明するためのブロツク図、第10図，第11
図(a)，(b)，第12図(a)，(b)はそれぞれ本発明の他の一
実施例を示すブロツク図である。 １……単相交流電源、２……主変圧器、３，４……交流
リアクトル、５……補助リアクトル、６〜13……ＧＴＯ
サイリスタ、14〜21……ダイオード、22……平滑コンデ
ンサ，23……負荷、24……電圧調整器、25，26……電流
調整器、27，28……位相調整器、29，30……位相差検出
器、31……座標変換器、32……電圧合成・座標変換器、
33〜36……パルス幅変調器、Ａ，Ｂ……単位順変換部
（コンバータ）、ＣＳ……制御部。
の一実施例を示すブロツク図、第２図は主回路の電圧関
係を表わす説明図、第３図(a)，(b)は動作説明用の等価
回路図、第４図は力率１の条件を説明するベクトル図、
第５図(a)〜(g)は動作説明用の波形図、第６図は同じく
動作説明用のベクトル図、第７図はパルス幅変調動作を
説明する波形図、第８図及び第９図はそれぞれ本発明の
他の実施例を説明するためのブロツク図、第10図，第11
図(a)，(b)，第12図(a)，(b)はそれぞれ本発明の他の一
実施例を示すブロツク図である。 １……単相交流電源、２……主変圧器、３，４……交流
リアクトル、５……補助リアクトル、６〜13……ＧＴＯ
サイリスタ、14〜21……ダイオード、22……平滑コンデ
ンサ，23……負荷、24……電圧調整器、25，26……電流
調整器、27，28……位相調整器、29，30……位相差検出
器、31……座標変換器、32……電圧合成・座標変換器、
33〜36……パルス幅変調器、Ａ，Ｂ……単位順変換部
（コンバータ）、ＣＳ……制御部。
Claims (3)
- 【請求項１】それぞれリアクタンス素子を介して単相交
流電源から並列給電され、平滑コンデサを有する直流負
荷に並列給電するように接続された、半導体スイツチン
グ素子からなる少くとも２の単相ブリツジ形パルス幅変
調方式の単位順変換器を備えた多重型パルス幅変調電力
変換装置において、上記複数の単位順変換器の交流入力
側のそれぞれの一方の端子の間に接続した少くとも１の
インピーダンス素子を設け、該インピーダンス素子に現
われる電圧が所定値になるように上記各単位変換器をパ
ルス幅変調制御するように構成したことを特徴とする多
重型パルス幅変調電力変換装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、上記イン
ピーダンス素子に現われる電圧が、上記平滑コンデンサ
に流れる電流に含まれる上記単相交流電源の周波数の２
倍の周波数成分の検出値に応じて調整されるように構成
されていることを特徴とする多重型パルス幅変調電力変
換装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項において、上記イン
ピーダンス素子に現われる電圧が、上記平滑コンデンサ
の端子電圧に含まれる上記単相交流電源の周波数の２倍
の周波数成分の検出値に応じて調整されるように構成さ
れていることを特徴とする多重型パルス幅変調電力変換
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23107887A JPH0634581B2 (ja) | 1987-09-17 | 1987-09-17 | 多重型パルス幅変調電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23107887A JPH0634581B2 (ja) | 1987-09-17 | 1987-09-17 | 多重型パルス幅変調電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6477476A JPS6477476A (en) | 1989-03-23 |
| JPH0634581B2 true JPH0634581B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=16917942
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23107887A Expired - Lifetime JPH0634581B2 (ja) | 1987-09-17 | 1987-09-17 | 多重型パルス幅変調電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634581B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09191996A (ja) * | 1996-01-22 | 1997-07-29 | Yoshihiro Okuda | 不倒仏具 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5378120A (en) * | 1994-02-22 | 1995-01-03 | Alliedsignal Inc. | Ultrasonic hydraulic booster pump and braking system |
| NL1030973C2 (nl) * | 2006-01-20 | 2007-07-23 | Vacu Vin Innovations Ltd | Mantel/houdersamenstel. |
-
1987
- 1987-09-17 JP JP23107887A patent/JPH0634581B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09191996A (ja) * | 1996-01-22 | 1997-07-29 | Yoshihiro Okuda | 不倒仏具 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6477476A (en) | 1989-03-23 |
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