JPH0634609B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPH0634609B2 JPH0634609B2 JP59047688A JP4768884A JPH0634609B2 JP H0634609 B2 JPH0634609 B2 JP H0634609B2 JP 59047688 A JP59047688 A JP 59047688A JP 4768884 A JP4768884 A JP 4768884A JP H0634609 B2 JPH0634609 B2 JP H0634609B2
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- 230000006698 induction Effects 0.000 title claims description 7
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、誘導電動機のベクトル制御方式に関する。
（従来技術と問題点） 近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式として、
電動機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分けて制御
し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させること
で直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制御方
式が提案されている。しかし、実際に使用する電力変換
装置にパルス幅変調（ＰＷＭ）方式インバータなどの電
圧形インバータを使用すると、一次電流を制御すると言
つても電圧が操作量となるため、周波数を高くした高速
運転時に設定通りの一次電流が流れなくなつて応答性が
悪くなり、精度良い可変速制御が難しくなる問題があつ
た。
電動機の一次電流を励磁電流と二次電流とに分けて制御
し、二次磁束と二次電流ベクトルを常に直交させること
で直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制御方
式が提案されている。しかし、実際に使用する電力変換
装置にパルス幅変調（ＰＷＭ）方式インバータなどの電
圧形インバータを使用すると、一次電流を制御すると言
つても電圧が操作量となるため、周波数を高くした高速
運転時に設定通りの一次電流が流れなくなつて応答性が
悪くなり、精度良い可変速制御が難しくなる問題があつ
た。
改良された制御方式として、電動機の一次電圧制御にお
いて二次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分をキ
ヤンセルする制御を可能にした非干渉制御方式が提案さ
れている（例えば特願昭５８−３９４３４号（特開昭５
９−１６５９８２号））。この制御方式は、第１図に示
す構成にされる。
いて二次磁束分と二次電流分との間に互いの干渉分をキ
ヤンセルする制御を可能にした非干渉制御方式が提案さ
れている（例えば特願昭５８−３９４３４号（特開昭５
９−１６５９８２号））。この制御方式は、第１図に示
す構成にされる。
同図において、電動機１にアンプ２から電圧制御による
一次電圧ｅa，ｅb，ｅcを供給して該電動機１に磁束と
二次電流とが互いに直交するよう制御するにおいて、磁
束位相とするα軸電流設定値ｉ1 α ＊と二次電流位相と
するβ軸電流設定値ｉ1 β ＊からα，β相電圧ｅ1 α，ｅ
1 βを得るのに補正演算回路３によつて互いの干渉分を
無くす補正演算をする。この補正演算は、α相一次電圧
ｅ1 αの設定に電動機の二次磁束を一定に制御するため
の設定値ｉ1 α ＊の一次抵抗ｒ１の係数器３１を通した
値に対してβ相一次電流ｉ1 β ＊による干渉分を補正す
るよう該電流ｉ1 β ＊に電源角周波数ω０を乗算器３２
で乗算した値に係数として等価漏れインダクタンスＬσ
を持つ係数器３３を通した値を減算する。一方、β相一
次電圧ｅ1 βの設定に設定値ｉ1 β ＊に一次抵抗ｒ１の係
数器３４を通した値に対してα相一次電流ｉ1 α ＊によ
る干渉分を補正するよう該電流ｉ1 α ＊に角周波数ω０
を乗算器３５で乗算した値に係数として一次インダクタ
ンスＬ１を持つ係数器３６を通した値を加算する。
一次電圧ｅa，ｅb，ｅcを供給して該電動機１に磁束と
二次電流とが互いに直交するよう制御するにおいて、磁
束位相とするα軸電流設定値ｉ1 α ＊と二次電流位相と
するβ軸電流設定値ｉ1 β ＊からα，β相電圧ｅ1 α，ｅ
1 βを得るのに補正演算回路３によつて互いの干渉分を
無くす補正演算をする。この補正演算は、α相一次電圧
ｅ1 αの設定に電動機の二次磁束を一定に制御するため
の設定値ｉ1 α ＊の一次抵抗ｒ１の係数器３１を通した
値に対してβ相一次電流ｉ1 β ＊による干渉分を補正す
るよう該電流ｉ1 β ＊に電源角周波数ω０を乗算器３２
で乗算した値に係数として等価漏れインダクタンスＬσ
を持つ係数器３３を通した値を減算する。一方、β相一
次電圧ｅ1 βの設定に設定値ｉ1 β ＊に一次抵抗ｒ１の係
数器３４を通した値に対してα相一次電流ｉ1 α ＊によ
る干渉分を補正するよう該電流ｉ1 α ＊に角周波数ω０
を乗算器３５で乗算した値に係数として一次インダクタ
ンスＬ１を持つ係数器３６を通した値を加算する。
β相一次電流設定値ｉ1 β ＊は速度設定値Ｎs ＊と電動機
１に結合する速度検出器４の検出器（ロータ角周波数ω
ｒ）との偏差を比例積分演算（ＰＩ）する速度調節器５
の出力として得る。角周波数ω０は角周波数演算回路６
によつて得るもので、設定値ｉ1 α ＊とｉ1 β ＊の除算を
する割算器６１と、この結果ｉ1 β ＊／ｉ1 α ＊に係数1
／τ2を掛算する係数器６２とを有してすべり角周波数
ωｓを算出し、このすべり角周波数ωｓにロータ角周波
数ωｒを加算する。
１に結合する速度検出器４の検出器（ロータ角周波数ω
ｒ）との偏差を比例積分演算（ＰＩ）する速度調節器５
の出力として得る。角周波数ω０は角周波数演算回路６
によつて得るもので、設定値ｉ1 α ＊とｉ1 β ＊の除算を
する割算器６１と、この結果ｉ1 β ＊／ｉ1 α ＊に係数1
／τ2を掛算する係数器６２とを有してすべり角周波数
ωｓを算出し、このすべり角周波数ωｓにロータ角周波
数ωｒを加算する。
干渉分が補正されたα，β相一次電圧ｅ1 α，ｅ1 βは相
電圧演算回路７において２相−３相変換がなされて３相
電圧設定値ｅa ＊，ｅb ＊，ｅc ＊が取出され、この設定
値をアンプ２が増幅さらにはＰＷＭ波形に変換して一次
電圧ｅa，ｅb，ｅcとする。
電圧演算回路７において２相−３相変換がなされて３相
電圧設定値ｅa ＊，ｅb ＊，ｅc ＊が取出され、この設定
値をアンプ２が増幅さらにはＰＷＭ波形に変換して一次
電圧ｅa，ｅb，ｅcとする。
ここで、相電圧演算回路７における演算は次の(1)，(2)
式に基づいて行なわれ、この演算のために角周波数ω０
を持つ三角関数発生回路８から正弦波SINω0t，余弦波C
OSω0tの信号を取込む。
式に基づいて行なわれ、この演算のために角周波数ω０
を持つ三角関数発生回路８から正弦波SINω0t，余弦波C
OSω0tの信号を取込む。
従つて、演算回路７の構成としては、第２図に示すよう
に、α，β相の回転座標上の電圧ｅ1 α，ｅ1 βを一旦固
定の二軸ｄ，ｑ軸電圧ｅ1d，ｅ1qに変換するための乗算
器７1〜７4と加減算器７5，７6を設け、その後二軸一三
軸変換するための係数器７7，７8と加減算器７9，７10
を設けている。これら回路は三相電圧ｅa ＊，ｅb ＊，ｅ
c ＊が正弦波形で時々刻々の値を高速に制御する必要性
から回路７全体をアナログ回路で構成している。このた
め、回路が複雑になるに加えて、演算精度が問題となる
し乗算器，加減算器でのオフセツトの調整等に問題があ
る。
に、α，β相の回転座標上の電圧ｅ1 α，ｅ1 βを一旦固
定の二軸ｄ，ｑ軸電圧ｅ1d，ｅ1qに変換するための乗算
器７1〜７4と加減算器７5，７6を設け、その後二軸一三
軸変換するための係数器７7，７8と加減算器７9，７10
を設けている。これら回路は三相電圧ｅa ＊，ｅb ＊，ｅ
c ＊が正弦波形で時々刻々の値を高速に制御する必要性
から回路７全体をアナログ回路で構成している。このた
め、回路が複雑になるに加えて、演算精度が問題となる
し乗算器，加減算器でのオフセツトの調整等に問題があ
る。
（発明の目的） 本発明は、デイジタル制御による相電圧演算を可能にし
て従来の問題点を解消したベクトル制御方式を提供する
ことを目的とする。
て従来の問題点を解消したベクトル制御方式を提供する
ことを目的とする。
（発明の概要） 本発明は、一次電圧設定を絶対値と位相の変化から求
め、位相の変化を二次電流設定値の微分値から求めるこ
とを特徴とする。
め、位相の変化を二次電流設定値の微分値から求めるこ
とを特徴とする。
（発明の原理的な説明） 第３図は回転座標α，β軸と一次固定ｄ，ｑ軸の関係を
示し、α，β軸はω０の角速度で回転しており、ｑ軸と
β軸のなす角度θは の関係が成立する。同図で電圧ベクトルはα，β軸で
表わせばｅ1 α，ｅ1 βの合成となるが極座標形式で表わ
せば次の(5)式になる。
示し、α，β軸はω０の角速度で回転しており、ｑ軸と
β軸のなす角度θは の関係が成立する。同図で電圧ベクトルはα，β軸で
表わせばｅ1 α，ｅ1 βの合成となるが極座標形式で表わ
せば次の(5)式になる。
＝Ｖ∠ ……(5) 但し、Ｖはベクトルの大きさ、はα軸となす角度で
あり、次の(6)，(7)式になる。
あり、次の(6)，(7)式になる。
ここで、従来（第２図）の座標変換はｅ1 α，ｅ1 βの大
きさから固定座標ｄ，ｑの電圧ｅ1d，ｅ1qに変換するの
に対して、上記(6)，(7)からＶとから変換しても良
い。即ち、一次電圧の大きさＶと位相の変化分を電圧
ｅ1 α，ｅ1 βに従つて調整すれば良い。位相の変化分
として、周波数ω０の過渡的な変化に置換して求める。
これを以下に説明する。
きさから固定座標ｄ，ｑの電圧ｅ1d，ｅ1qに変換するの
に対して、上記(6)，(7)からＶとから変換しても良
い。即ち、一次電圧の大きさＶと位相の変化分を電圧
ｅ1 α，ｅ1 βに従つて調整すれば良い。位相の変化分
として、周波数ω０の過渡的な変化に置換して求める。
これを以下に説明する。
電圧ベクトルと固定座標ｑのなす角度をθｐ（第３図
参照）とすれば、前述の(3)，(4)と同様に、 となる。また、α，β軸電圧から位相を求めると、ｅ
1 α，ｅ1 βが補正演算回路３のの非干渉演算から次の(1
0)式にあることから次の(11)式になる。
参照）とすれば、前述の(3)，(4)と同様に、 となる。また、α，β軸電圧から位相を求めると、ｅ
1 α，ｅ1 βが補正演算回路３のの非干渉演算から次の(1
0)式にあることから次の(11)式になる。
この(11)式から、トルク分電流ｉ1 β ＊に対するω０の
変化分△ω０は(9)，(11)式より△＝△θｐとして となる。但し、ｕは次の式になる。
変化分△ω０は(9)，(11)式より△＝△θｐとして となる。但し、ｕは次の式になる。
従つて、従来の相電圧演算では回転座標α，β軸の電圧
ｅ1 α，ｅ1 αと正余弦波SINω0t,COSω0tの高速演算か
ら固定座標ｄ，ｑの電圧ｅ1d，ｅ1qを求めるのに対し
て、極座標の大きさＶと位相の変化分からトルク指令
（二次電流分）に従つた一次電圧ｅa ＊，ｅb ＊，ｅc ＊
を求めることができ、位相の変化分として周波数ω０
の過渡的な変化として該ω０の変化分を二次電流（トル
ク電流）の変化分として求めることができる。
ｅ1 α，ｅ1 αと正余弦波SINω0t,COSω0tの高速演算か
ら固定座標ｄ，ｑの電圧ｅ1d，ｅ1qを求めるのに対し
て、極座標の大きさＶと位相の変化分からトルク指令
（二次電流分）に従つた一次電圧ｅa ＊，ｅb ＊，ｅc ＊
を求めることができ、位相の変化分として周波数ω０
の過渡的な変化として該ω０の変化分を二次電流（トル
ク電流）の変化分として求めることができる。
（実施例） 第４図は本発明の一実施例を示す要部ブロツク図であ
る。電圧演算回路９は、電圧ｅ1 α，ｅ1 βから極座標変
換した電圧ベクトルの大きさＶを求めるもので、前述
の(6)式に従つて電圧ｅ1 α，ｅ1 βの二乗値ｅ1 α 2，ｅ1
β 2を夫々乗算器９1，９2で求め、この二乗値を加算器
９３で加算して大きさＶの二乗値Ｖ2を求め、この二乗
値Ｖ2を入力とする平方根回路９４から大きさＶを求め
る。角周波数変化分演算回路１０は、電流設定値ｉ1 β
＊から角周波数ω０の変化分△ω０を求めるもので、前
述の(12)式に従つて設定値ｉ1 β ＊の変化分di1 β ＊を微
分回路１０１で求め、この微分値di1 β ＊に係数ｒ１を
乗算した値を係数器１０２で求め、割算器１０３で電圧
ｅ1 αと大きさの二乗値Ｖ2との比ｅ1 α／Ｖ2を求め、乗
算器１０４でｅ1 α／Ｖ2と係数器１０２の出力とを乗算
して△ω０分を求める。角周波数演算回路６Ａは、第１
図の回路６と同様に６1，６2で設定値ｉ1 α ＊，ｉ1 β ＊
からすべり周波数ωｓを求め、加算器６３でロータ角周
波数ωｒとωｓを加算して角周波数ω０を求める構成要
素に加えて、加算器６３は角周波数ω０の変化分△ω０
も加算して角周波数ω０を求めている。
る。電圧演算回路９は、電圧ｅ1 α，ｅ1 βから極座標変
換した電圧ベクトルの大きさＶを求めるもので、前述
の(6)式に従つて電圧ｅ1 α，ｅ1 βの二乗値ｅ1 α 2，ｅ1
β 2を夫々乗算器９1，９2で求め、この二乗値を加算器
９３で加算して大きさＶの二乗値Ｖ2を求め、この二乗
値Ｖ2を入力とする平方根回路９４から大きさＶを求め
る。角周波数変化分演算回路１０は、電流設定値ｉ1 β
＊から角周波数ω０の変化分△ω０を求めるもので、前
述の(12)式に従つて設定値ｉ1 β ＊の変化分di1 β ＊を微
分回路１０１で求め、この微分値di1 β ＊に係数ｒ１を
乗算した値を係数器１０２で求め、割算器１０３で電圧
ｅ1 αと大きさの二乗値Ｖ2との比ｅ1 α／Ｖ2を求め、乗
算器１０４でｅ1 α／Ｖ2と係数器１０２の出力とを乗算
して△ω０分を求める。角周波数演算回路６Ａは、第１
図の回路６と同様に６1，６2で設定値ｉ1 α ＊，ｉ1 β ＊
からすべり周波数ωｓを求め、加算器６３でロータ角周
波数ωｒとωｓを加算して角周波数ω０を求める構成要
素に加えて、加算器６３は角周波数ω０の変化分△ω０
も加算して角周波数ω０を求めている。
正弦波発生器１１は角周波数ω０から正弦波信号SINω0
tと の信号を発生する。三相電圧演算回路１２は極座標電圧
の大きさＶと正弦波信号SINω0tとの乗算をする乗算器
１２１でａ相電圧設定値ｅa ＊を求め、大きさＶと正弦
波信号 とを乗算する乗算器１２２でｂ相電圧設定値ｅb ＊を求
め、両設定値ｅa ＊，ｅb ＊を加算する加減算器１２３で
Ｃ相電圧設定値ｅc ＊を求める。
tと の信号を発生する。三相電圧演算回路１２は極座標電圧
の大きさＶと正弦波信号SINω0tとの乗算をする乗算器
１２１でａ相電圧設定値ｅa ＊を求め、大きさＶと正弦
波信号 とを乗算する乗算器１２２でｂ相電圧設定値ｅb ＊を求
め、両設定値ｅa ＊，ｅb ＊を加算する加減算器１２３で
Ｃ相電圧設定値ｅc ＊を求める。
従つて相電圧の瞬時値を演算するのに正弦波発生器１１
と演算回路１２のみ高速演算可能に構成すれば良く、電
圧ベクトルの大きさＶの演算及び角周波数ω０の演算
速度は相電圧瞬時値の演算に較べて十分に遅くすること
ができ、例えばトルク指令（二次電流指令）に１０msの
応答を必要とするならＶ，ω０の演算にはその数分の１
の演算速度で済むことになる。これに対して、従来の第
２図構成になるものでは相電圧演算に回路７，８の全部
を高速演算する必要がある。
と演算回路１２のみ高速演算可能に構成すれば良く、電
圧ベクトルの大きさＶの演算及び角周波数ω０の演算
速度は相電圧瞬時値の演算に較べて十分に遅くすること
ができ、例えばトルク指令（二次電流指令）に１０msの
応答を必要とするならＶ，ω０の演算にはその数分の１
の演算速度で済むことになる。これに対して、従来の第
２図構成になるものでは相電圧演算に回路７，８の全部
を高速演算する必要がある。
（発明の効果） 以上のとおり、本発明にによれば、高速演算部分が少な
くなることから、高速演算部分をアナログ演算して残り
の演算部分をマイクロコンピュータなどによるデイジタ
ル演算にする構成にしてＶ，ω０の演算を高精度にし得
るし、高速演算部も他の専用のデイジタル演算にして一
層高精度，高速制御を可能にする。
くなることから、高速演算部分をアナログ演算して残り
の演算部分をマイクロコンピュータなどによるデイジタ
ル演算にする構成にしてＶ，ω０の演算を高精度にし得
るし、高速演算部も他の専用のデイジタル演算にして一
層高精度，高速制御を可能にする。
第１図は非干渉ベクトル制御装置構成図、第２図は従来
の相電圧演算回路図、第３図は本発明の説明のためのベ
クトル図、第４図は本発明の一実施例を示す要部ブロツ
ク図である。 １……誘導電動機、２……アンプ、３……補正演算回
路、６……角周波数演算回路、７……相電圧演算回路、
８……三角関数発生回路、９……電圧演算回路、１０…
…角周波数変化分演算回路、１１……正弦波発生器、１
２……三相電圧演算回路。
の相電圧演算回路図、第３図は本発明の説明のためのベ
クトル図、第４図は本発明の一実施例を示す要部ブロツ
ク図である。 １……誘導電動機、２……アンプ、３……補正演算回
路、６……角周波数演算回路、７……相電圧演算回路、
８……三角関数発生回路、９……電圧演算回路、１０…
…角周波数変化分演算回路、１１……正弦波発生器、１
２……三相電圧演算回路。
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機の一次電圧で速度又はトルク制
御し、該電動機の磁束分を設定するα相電圧ｅ1 αと二
次電流分を設定するβ相電圧ｅ1 βから上記一次電圧と
してのａ，ｂ，ｃ相３相電圧ｅa＊，ｅb＊，ｅc＊を得
るベクトル制御装置において、 上記電圧ｅ1 αとｅ1 βから極座標変換した電圧ベクトル
の大きさＶを求める電圧演算回路と、 二次電流分の設定値ｉ1 β＊の変化分ｄｉ1 β＊を求める
微分回路と、この変化分ｄｉ1 β＊に電動機の一次低抗
ｒ1の係数を乗算した値ｄｉ1 β＊・ｒ1を求める係数器
と、上記電圧ｅ1 αと上記電圧ベクトルの大きさＶの二
乗値Ｖ2との比ｅ1 α／Ｖ2を求める割算器と、上記値ｄ
ｉ1 β＊・ｒ1にｅ1 α／Ｖ2を乗算して角周波数変化分△
ω0を求める乗算器とを有する角周波数変化分演算回路
と、 上記設定値ｉ1 β＊と磁束分の設定値ｉ1 α＊と電動機の
二次時定数τ2から求めるすべり角周波数ωsにロータ角
周波数ωr及び上記角周波数変化分△ω0を加算して角周
波数ω0を求める角周波数演算回路と、 上記角周波数ω0から正弦波信号ＳＩＮω0t、ＳＩＮ
（ω0t−２π／３）を求める正弦波発生器と、 上記電圧ベクトルの大きさＶと上記正弦波信号から上記
３相電圧ｅa＊，ｅb＊，ｅc＊を求める三相電圧演算回
路と、 を備えたことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59047688A JPH0634609B2 (ja) | 1984-03-13 | 1984-03-13 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59047688A JPH0634609B2 (ja) | 1984-03-13 | 1984-03-13 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60194778A JPS60194778A (ja) | 1985-10-03 |
| JPH0634609B2 true JPH0634609B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=12782223
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59047688A Expired - Lifetime JPH0634609B2 (ja) | 1984-03-13 | 1984-03-13 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634609B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57132792A (en) * | 1981-12-25 | 1982-08-17 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor |
| JPS57132791A (en) * | 1981-12-25 | 1982-08-17 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for induction motor |
-
1984
- 1984-03-13 JP JP59047688A patent/JPH0634609B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60194778A (ja) | 1985-10-03 |
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