JPH0671318B2 - 合焦制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は走査面上の照度分布を走査手段によって走査す
ることにより該走査面上の照度分布を表わす走査信号を
得る際の該走査信号の制御方式に関するものである。

例えば目標までの距離を測定したり或いは又結像光学系
の目標物体に対する合焦、前ピン、後ピンの各状態を検
知する技術分野について言えば、装置側に投光手段を設
けてこの投光手段から目標物体に向けて光束を投射し、
この時の目標物体からの反射光束の所定面上での入射位
置の変化を検出することにより目標物体までの距離或い
は結像光学系の目標物体に対する合焦、前ピン、後ピン
の各状態を検知しようとする所謂能動型の測距装置又は
焦点検知装置がある。斯かる能動型の測距装置又は焦点
検知装置に於て反射光束の検知手段として走査型撮像素
子を応用した例が既に本件出願人に係る特願昭53−6474
7号（特開昭54−155832号）に於て開示されている。
又、走査型撮像素子を光束の入射する面にほぼ一致させ
て配置して該撮像素子の送出信号を中心を境にＡ領域と
Ｂ領域に分割し、該光束の入射位置がＡ又はＢ領域のい
づれの領域に偏っているか、或いは、両領域に等分して
またがっているかを該撮像素子のＡ領域に相当する送出
信号とＢ領域に相当する送出信号とを比較することによ
って（具体的には両送出信号を極性反転させて積分する
ことにより差出力を求めることによって）検出すること
により上記光束の入射位置を検知する様にした装置につ
いても既に本件出願人により特願昭54−124537号に於て
提案されている。更にこの先の提案に関する改良として
前記差出力を求めるのと同時にこれと並行して別個の積
分回路によって前記Ａ領域とＢ領域に相当する送出信号
の和出力を求め、該和出力用の積分回路の出力値に基づ
いて前記差出力を求める為の積分回路の積分回数を制御
する様にした装置についても本件出願人によって既に特
願昭55−31235号に於て提案されている。

これら先の提案に於ける一実施例としては、投光器と自
己走査型撮像素子とを結像光学系の予定結像面内の所定
位置と共役な関係にある所要の位置に夫々配置して、投
光器から投射した光束は該結像光学系の任意の仮想断面
の一部分に限定された仮想アパーチヤーを透過して目標
物体面を照射し、該目標物体面で反射された光束の一部
が該結像光学系の他の限定された仮想アパーチヤーを透
過した後、自己走査型撮像素子面に入射する様に為し、
そして、該撮像素子から送出される時系列信号を適宜処
理した後、極性反転回路によって該送出信号のＡ領域と
Ｂ領域との境界のタイミングに於てＡ領域とＢ領域とで
各送出信号の極性を反転させ乍ら順次積分回路によって
積分し、そして撮像素子から１回の信号送出が終了した
時点に於て該積分回路の出力値、即ち、領域Ａの積分値
と領域Ｂの積分値の差出力（Ａ−Ｂ）を参照することに
より目的とする光束の入射位置が該撮像素子のＡ領域と
Ｂ領域とのいづに偏っているか又は等分にまたがってい
るかを知る様にした装置の構成が開示されている。

ところでこの場合、誤差出力（Ａ−Ｂ）の大きさは目標
物体の距離、反射率及び結像状態によって大きく異なる
ものであり、従って、同一の目標物体の同一撮像条件に
対する撮像素子からの送出信号を一回限りではなく複数
回にわたり極性反転積分を行うことにより（Ａ−Ｂ）出
力値を充分検知可能になるようにする必要があるが、こ
の点について先の特願昭55−31235号の提案に於ては、
この（Ａ−Ｂ）出力値の制御を目的として、前記領域Ａ
と領域Ｂの積分和出力（Ａ＋Ｂ）を積分差出力（Ａ−
Ｂ）を求めるのと並行して求める為の積分回路を設置し
ておき、該（Ａ＋Ｂ）用の積分回路からの出力値が該送
出信号を何回積分することにより所定の値に達するかを
検知し、該所定値に達した時点に於ける（Ａ−Ｂ）出力
値をサンプリングしてこれをホールドすると共に、続い
て（Ａ−Ｂ），（Ａ＋Ｂ）の両積分回路をリセツトする
様にし、このようにして（Ａ−Ｂ）用の積分回路の積分
回数を制御することにより前記光束の入射位置を多種多
様な目標物体の条件にさほど依存せず常に検知の精度を
一定に保持することが出来る様にした装置例が開示され
ている。

しかしながら以上に述べたような改良にあっても未だ改
善しなければならない問題点が残されている。例えば前
記の積分回数が１回で既に（Ａ＋Ｂ）積分回路の出力値
が予め設定されている所定の値を越えてしまっている様
な場合、（Ａ−Ｂ），（Ａ＋Ｂ）の両積分回路の積分期
間を該撮像素子からＡ領域、続いて、Ｂ領域を送出する
期間よりも短縮することは不可能であるから、この様な
場合には、もはや、（Ａ＋Ｂ）積分回路の出力値によっ
て（Ａ−Ｂ）出力値が制御出来なくなるのは明らかなこ
とである。従って、目標物体距離が短くなるほど、或い
は又、目標物体の反射率が高くなるほど撮像素子からは
過剰な送出信号が出力されるようになり、しまいには飽
和に至ってしまう。この様な状況は入射光束の該撮像素
子面に於ける結像状態が良好になるにつれて顕著に現わ
れるようになり、該撮像素子が飽和した場合にはＡ領域
とＢ領域の信号量を比較することは出来なくなり、又、
出来たとしても無意味となり、従って、目的とする光束
の入射位置の検知を行うことは出来ない。又、該撮像素
子が飽和しない状態に於ても、（Ａ−Ｂ）出力値の変化
はこの様な状況に於ては非常に大きくなってしまう。一
方、目標物体面に於て反射された光束が結像光学系によ
って撮像素子面上に結像される際、該光束の入射位置は
該結像光学系の該目標物体に対する焦点調節状態に応じ
てA,B両領域に亘り移動するものである。従って該結像
光学系の焦点調節状態の検出を目的とする場合には（Ａ
−Ｂ）出力値の極性によって該結像光学系の移動方向を
判断し、例えば該（Ａ−Ｂ）出力値が所定レベル範囲内
にはいった場合に、合焦状態であると見做す様にする訳
であるが、この様な状況下で（Ａ−Ｂ）出力値の変化が
過大になってしまった場合、該結像光学系の微少変化に
対しても前記移動方向指示の判断がなされてしまうこと
となり、結像光学系の合焦位置への調節が不安定となっ
てしまう訳で、未だ未だ改良の余地が残されている訳で
ある。

本発明はこの様な事情に鑑みて為されたもので、特に
は、例えば掲記した様な能動型距離検知装置又は焦点検
知装置或いは又これらに適用可能な光束入射位置検知装
置等に好適な走査信号制御方式として、より簡単な方法
で、従って電気回路系の構成の複雑化を招くことなく種
々様々な目標物体の条件に対してこれら装置の所要の検
知精度を最短時間で得ることを可能ならしめ、又、走査
手段として蓄積効果型の走査型撮像素子を用いた場合に
もその光積分信号の飽和による誤動作を招くことなく、
より目標物体距離の近接した条件に於ても更にはより高
い反射率の目標物体に対しても該装置の検出能に不安定
を来すことのない新規な、且つより優れた走査信号制御
方式を提供することを目的とし、そして、このような目
的の下で本発明の合焦制御装置は、被写体に光束を投射
する発光手段と、２つの領域に分割され、入射光を光電
変換する光電変換手段と、これらの発光手段及び光電変
換手段の動作を制御する制御手段と、上記光電変換手段
の各領域の出力信号の差成分を検出する第１の検出手段
と、上記光電変換手段と各領域の出力信号の和成分を検
出する第２の検出手段と、これら第１及び第２の検出手
段の各出力に基づいて合焦状態を判定する判定手段と、
上記第２の検出出力に基づいて上記光電変換手段の蓄積
時間を設定する設定手段とを備え、上記判定手段は、設
定された上記蓄積時間の下で上記第２の検出手段の出力
が所定レベルに達した段階における上記第１の検出手段
の出力に基づいて合焦状態を検出することすることを特
徴とするものである。

尚、以下に説明する本発明の好ましい実施例によれば、
特に、先の特願昭54−124537号或いは特願昭55−31235
号に於て提案した光束入射位置検出装置、即ち、光束が
入射する面上の照度分布を走査手段によって走査すると
共に、この時の走査信号を所定の区間毎に分割して各区
間毎の信号量を比較することにより上記光束入射面上で
の光束の入射位置を検出する様にした装置に対する本発
明方式の適用例として、上記各区間毎の信号量の和を求
め、該和出力に基づいて上記走査信号のレベルを制御す
ることを特徴とする走査信号制御方式が提案されてい
る。即ち、これは先に説明した先の提案に於ける実施例
に則して具体的に述べれば、撮像素子からの送出信号を
Ａ領域とＢ領域に分けて夫々の積分量により（Ａ−Ｂ）
を求めることにより上記光束の入射位置の検出を行う装
置として、（Ａ−Ｂ）を求めるのと並行して（Ａ＋Ｂ）
を求めて、この（Ａ＋Ｂ）の値に基づき走査信号のレベ
ルを制御しようとするものである。

又、本件出願人は、例えば先の特願昭54−124537号で提
案されている装置に於て、特に装置側から信号光束を投
射し、その反射光束を検知しようとする場合に、特に外
光によるノイズ分を除去するための改良として、投射し
た信号光束が入射する面上の照度分布を、該信号光束を
投射した状態とそうでない状態とで各別に走査手段によ
って走査することにより該信号光束を投射した状態とそ
うでない状態との夫々に対応した上記光束入射面上での
照度分布の走査信号を得ると共に各走査信号を夫々所定
の区間毎に分割し、両走査信号の各対応する区間毎の信
号量間の差分同士を比較することにより上記信号光束の
上記光束入射面上での入射位置を検出する様にした装置
を先に特願昭55−28735号によって提案した（斯かる装
置は又先の特願昭55−31235号の実施例としても開示さ
れている。）が、この様な装置に対する本発明方式の適
用例として以下に説明する実施例によれば、上記夫々の
走査信号の上記各区間毎の信号量の和信号間の差分を検
出し、該差分出力に基づいて上記走査信号のレベルを制
御することを特徴とする走査信号制御方式が提案されて
いる。即ち、これは、先に説明した先の提案に於ける実
施例に則して、この特願昭55−28735号に於ける実施例
に基づいて具体的に説明すれば、信号光束を投射してい
ない状態でのＡ領域とＢ領域の各信号の積分量をA₁及び
B₁、投射している状態での各信号の積分量をA₂及びB₂と
して、（A₁−B₁−A₂＋B₂）を求めることにより反射信号
光束の、光束入射面上での入射位置の検出を行う場合
に、（A₁−B₁−A₂＋B₂）を求めるのと並行して（A₁＋B₁
−A₂−B₂）を求めて、この（A₁＋B₁−A₂−B₂）の値に基
づき走査信号のレベルを制御しようとするものである。

因みに、この実施例に於て、先の特願昭55−31235号に
於ける改良を考慮すれば、上記の（A₁＋B₁−A₂−B₂）の
値は（A₁−B₁−A₂＋B₂）の検出を何回繰り返すかを決定
するためにも参照されるものである。

尚、上記走査信号レベルの具体的な制御の方法として
は、上記走査手段を光信号積分型の走査手段とする時、
上記検出した信号量に査づいてその光信号の積分時間を
制御することにより上記走査信号のレベルを制御する様
にしたり、上記検出した信号量に基づいて上記走査面上
での照度レベルを制御することにより上記走査信号のレ
ベルを制御する様にしたり、或いは、上記走査信号を増
幅回路によって増幅する際に該増幅回路の増幅度を上記
検出した信号量に基づいて制御することにより該増幅回
路を通じて得られる上記走査信号のレベルを制御する様
な種々の方法が可能なものである。

以下、添付の図面を参照して本発明を実施例に則して詳
述する。

先ず、第１図は、先の特願昭53−64747号に係るTTL式能
動型焦点検知装置の特に光学的な配置構成を示すもの
で、１は結像レンズ、６はその予定焦点面（カメラで云
えばフイルム面）、５は物体面、２はLED、半導体レー
ザー・ダイオード等の発光体を適用して成る光源、３は
走査型撮像素子としての、例えば、複数個の光センサの
ライン状配列を有して成るCCD,BBD,MOS−フオト・ダイ
オード・アレイ、或いは、CCD−フオト・ダイオード等
の自己走査型光センサ・アレイ・デバイス（自己走査型
固体撮像素子）、４は反射面4a及び4bを有するプリズム
である。

斯かる配置構成に於て、光源２で発せられた光束はプリ
ズム４の反射面4aで反射され、結像レンズ１の該プリズ
ム４の反斜面4aに対応した仮想開口を透過した後、物体
面５に光源２のスポツト像を投映する。ここで、光源２
は予定焦点面６上の所定の位置と共役な関係に配置され
ている。このような共役関係の配置は光センサ・アレイ
・デバイス３についても同様である。物体面５で反射さ
れた光束は結像レンズ１のプリズム４に於ける反射面4b
に対応した仮想開口を通過し、光センサ・アレイ・デバ
イス３の受光面上に光源２によるスポツト像を投映す
る。

ここで第１図（ａ），（ｂ），（ｃ）に於ける差異につ
いて説明する。第１図（ｂ）に示される結像レンズ１の
位置Ｉを、この時の物体面５に対する合焦状態とする
と、第１図（ａ）に示される後ピンの状態の位置IIに於
ては結像レンズ１はＩの位置よりも後方に位置して居
り、かかる状態に於ては物体面５に投映されたスポツト
像はぼけた状態で且つその中心からずれて結像する。第
１図（ａ）中、II′は結像レンズ１によってこの時の物
体面５上のスポツト像が最鮮鋭の状態で結像される位置
である。II′の位置に最鮮鋭状態で結像するように入射
する光束はプリズム４の反射面4bで反射され、光センサ
・アレイ・デバイス３の受光面上にやはりぼけた状態で
且つその中心ｃからａ側（Ａ領域側）にずれて結像す
る。又、第１図（ｃ）に示される前ピンの状態の位置II
Iに於ては結像レンズ１はＩの位置よりも前方に位置し
て居り、かかる状態に於ても物体面５に投映されたスポ
ツト像はぼけた状態で且つその中心からずれて結像す
る。第１図（ｃ）中、III′は結像レンズ１によってこ
の時の物体面５上のスポツト像が最鮮鋭の状態で結像さ
れる位置である。III′の位置に最鮮鋭状態で結像する
ように入射する光束はプリズム４の反射面4bで反射さ
れ、光センサ・アレイ・デバイス３の受光面上にやはり
ぼけた状態で且つその中心ｃからｂ側（Ｂ領域側）にず
れて結像する。尚、第１図（ｂ）中、Ｉ′は合焦状態に
在る結像レンズ１によってこの時の物体面５上のスポツ
ト像が最鮮鋭の状態で結像される位置を示すもので、こ
のＩ′の位置に最鮮鋭状態で結像するように入射する光
束はプリズム４の反射面4bで反射され、光センサ・アレ
イ・デバイス３の受光面上でも、最も鮮鋭な状態で且つ
その中心部ｃにほぼ一致して結像する。第１図（ａ），
（ｂ），（ｃ）中に、点線によって物体面５及び光セン
サ・アレイ・デバイス３の受光面上の投射スポツト像の
光強度分布を模式的に示してある。このように結像レン
ズ１に於ける投光用及び受光用の仮想開口を各々偏在さ
せることにより合焦状態Ｉに於て共役点に結像したスポ
ツト像がII,IIIで示される結像レンズ位置状態（後ピ
ン、前ピンの状態）に対応してぼけながら互いに反対方
向にずれることになり、従って光センサ・アレイ・デバ
イス３の出力を利用して上記スポツト像、即ち、物体面
５からの反射光束の、該光センサ・アレイ・デバイス３
の受光面上での位置（特にその中心に対する相対位置関
係）を検出することにより合焦、前ピン、後ピンの各状
態を判別出来る訳である。尚、図中の矢印Ｙはセンサ・
デバイス出力の読み出し方向を示すものである。

次に第２図を参照して、第１図で説明した如きTTL式能
動型焦点検出装置に適用し得る先の特願昭54−124537号
に係る光束入射位置検出装置の一実施例の、光束入射位
置検出の原理について説明する。先ず第２図（ａ）は光
センサ・アレイ・デバイス３のセンサ面上の受光光束の
エネルギー分布を模式的に示したもので、E₁は合焦状態
の分布を示し、これは第１図（ｂ）の最鮮鋭結像状態に
相当する。ここで、光センサ・アレイ・デバイス３のセ
ンサ面上での光束の入射位置検出の上で基準となる点を
光源２の中心と共役な点ｃに選び、そしてこの共役点ｃ
はここではｊ番目のセンサ・エレメントとｊ＋１番目の
センサ・エレメントとの境界に予め選んである。従って
合焦状態に於てはセンサ面上のエネルギー分布は共役点
ｃを境にして左右にほぼ等分され、この状態に於ては光
センサ・アレイ・デバイス３のセンサ面上でｉからｊま
でのセンサ・エレメントに入射するエネルギー総量とｉ
＋１からｋまでのセンサ・エレメントに入射するエネル
ギー総量（但し、ｊ−ｉ＝ｋ−（ｊ＋１）である）は所
定誤差の範囲内で同等である。

次にエネルギー分布の状態E₂及びE₃は各々第１図（ａ）
及び（ｃ）の状態、即ち、各々後ピン状態及び前ピン状
態に於ける光センサ・アレイ・デバイス３のセンサ面上
の結像状態を示している。エネルギー分布は、結像レン
ズ１が合焦状態に於ける位置Ｉから前後に離れるに従い
光センサ・アレイ・デバイス３のセンサ面上を左（ｂ
側）又は右（ａ側）方向にぼけながらずれて行く。従っ
て結像レンズ１の最大繰り出し量とセンサ面上でのスポ
ツト像の最大ずれ量とが対応関係にあり、これから光セ
ンサ・アレイ・デバイス３のセンサ長、即ち、センサ・
エレメント数が決定される。尚、この場合、センサ長を
あまり長く出来ず、従って、スポツト像の最大ずれ量を
完全にカバー出来ずに、前ピン、後ピンに対応するエネ
ルギー分布E₂、E₃が最大にぼけた（即ち、拡った）状態
でその左端或いは右端の分布が切断された様な状態にな
ったとしても実用上はさ程影響がないものである。第２
図（ａ）に於てはこの左端及び右端に相当するセンサ・
エレメントの境界をｉ及びｋとしてある。ここでは、光
センサ・アレイ・デバイス３から時系列的に送出されて
くる各センサ・エレメントの信号の中、ｉからｋまでの
分を順次積分して行き、且つ、ｉからｊまでとｉ＋１か
らｋまでをｊとｊ＋１との間で極性反転させて積分す
る。即ち、エネルギー分布を対応する信号をＶ（ｔ）と
すると、積分値Ｓは積分器のゲインをＫとしたとき、 で表わされる。Ｋは極性は正負いずれであっても本質的
には何等問題はない。第２図（ｂ）に時刻tjで極性反転
させた信号Ｖ（ｔ）を模式的に示してある。又、第２図
（ｃ）は第２図（ｂ）の各信号を各々積分した場合に得
られる信号を各々のエネルギー分布の状態、即ち、各ピ
ント状態に於けるエネルギー分布E₁,E₂,E₃について模式
的に示したものである。時刻tjで反転積分された結果、
式から理解出来るように時刻tiから時刻tjまでの時間
区間の積分値と時刻tj₊₁から時刻tkまでの時間区間の積
分値の差Ｓが時刻tkの経過と共に出力される。この差Ｓ
が第２図（ｃ）中、S₁で示す様に、零の時は光センサ・
アレイ・デバイス３のセンサ面上で設定された共役点Ｃ
を中心としてエネルギー分布が左，右同等となるように
結像した状態であり、第１図に於ては（ｂ）の合焦状態
に相当しており、第２図に於ては光センサ・アレイ・デ
バイス３の部分を拡大して示した（ａ）に於けるエネル
ギー分布E₁の状態に相当している。又、第２図（ｃ）に
於けるS₂及びS₃は同図（ａ）に示した光センサ・アレイ
・デバイス３のセンサ面上のエネルギー分布E₂及びE₃に
対応している。即ち、S₂に関して言えばｉからｊまでの
センサ・エレメント上でのエネルギー分布に対応した信
号エンペロープを積分したものと、ｊ＋１からｋまでの
センサ・エレメント上でのエネルギー分布に対応した信
号エンペロープを積分したものとの差が時刻tkの経過と
共に、時刻tjに於ける反転積分の結果として第２図
（ｃ）に於けるS₂曲線の右端に示す如く−Ｖとして出力
される。同様にS₃については＋Ｖが出力される。この様
に結像レンズ１の或る物体に対応する合焦位置からの該
結像レンズ１の前後移動の度合に従って光センサ・アレ
イ・デバイス３のセンサ面上での信号光エネルギー分布
はぼけを伴いながら、共役点ｃを中心として左右に移動
する訳であるが、このようなレンズ移動に対応した、第
２図（ｃ）で示される積分出力の、時刻tkの経過直後の
レベル、即ち式で表わされる反転積分後の出力Ｓのレ
ベルの変化は第３図に示されるような曲線となる。これ
は式で表わされるＳの値を縦軸（Ｓ軸と記載）に、結
像レンズ１の合焦位置からの移動量を横軸（Ｘ軸と記
載）としてＳ＝Ｓ（Ｘ）の曲線を模式的に表わしたもの
である。Ｓ（Ｘ）曲線がＸ軸と交叉する点、即ち、Ｓ
（Ｘ）＝０の場合には合焦状態である。曲線Ｓ（Ｘ）は
原点を中心としてほぼ点対称となるからＳ（Ｘ）の極性
及びＳ（Ｘ）＝０となる結像レンズ１の位置Ｘを求めれ
ば合焦及び前ピン、後ピンの別を検知出来る。例えば第
３図に於けるI,I,IIIは第１図（ａ），（ｂ），（ｃ）
に於ける結像レンズ位置II,I,IIIに対応し、又各々のＳ
（Ｘ）の値がずれ量に対応している。

以下に、上述した様な基本原理に従う能動型焦点検知装
置に本発明を適用した場合の具体的実施例について詳細
に説明する。先ず第４図はこの実施例装置の主として電
気回路系の基本構成を示すもので、結像レンズ1,光源2,
光センサ・アレイ・デバイス3₀プリズム４及び予定焦点
面６の配置関係については第１図によって説明した通り
であるものとする。尚、光センサ・アレイ・デバイス３
はこの実施例に於ては周知の電荷排出用のアンチ・ブル
ーミング・ゲートを有する４相駆動の一次元CCDを使用
している。７は光センサ・アレイ・デバイス３を駆動す
る為のドライブ回路で、第５図に示す様に基本クロツク
CLKに基づき４相の転送クロツク・パルスφ_１〜φ₄,φ
_２及びφ_４同期のリセツト・パルスφ_RS及び所定の固定
された周期で且つφ_４同期のシフト・パルスφ_SHを出力
する。尚、ここで転送クロツク・パルスφ₁,φ₂,φ₃,φ
_４は電荷転送用CCDアナログ・シフト・レジスタ駆動用
のもので、CCDアナログ・シフト・レジスタを通して信
号電荷を出力部まで転送する為に使用される。本例に於
てはφ_１〜φ_４の４相のクロツク・パルスを用いている
が相数及び転送方式については特に指定は必要ではな
い。シフト・パルスφ_SHは所定の蓄積時間、センサ部に
蓄積された信号電荷をCCDアナログ・シフト・レジスタ
へ移送するため、シフト・ゲート電極に印加されるパル
スである。又、リセツト・パルスφ_RSは出力部の電荷リ
セツトのために附与されるものである。出力部から出力
される時系列信号電圧波形を第５図にVoutとして模式的
に示してある。尚、本実施例に於ては光センサ・アレイ
・デバイス３からはφ_２及びφ_４同期で信号が出力され
るものである。８は光センサ・アレイ・デバイス３から
出力される時系列信号電圧のオフセツト電圧（例えば暗
電流成分）を除去するための回路で、例えば、差動増幅
器から成っていて、その一方の入力側に信号電圧を入力
し、もう一方の入力端子にオフセツト調整の為の電圧
（例えば暗電流レベル）を入力することにより信号電圧
のオフセツト（ノイズ成分）を除去する。尚、第５図に
示す様に、ここでは光センサ・アレイ・デバイス３の出
力は負の電圧信号として得られるものであるが、これは
上記オフセツト電圧除去回路内で反転増幅されて正の電
圧信号として出力されるものである。９はFETアナログ
・スイツチ等から成るアナログ・ゲート回路で、制御回
路12からの制御信号φ₁₁（第７図々示）により第２図で
説明した時刻tiから時刻tkまでの時間区間のみオン状態
となる様に制御される。10は信号反転回路で、制御回路
12からの制御信号φ₁₂（第７図図示）により第２図で説
明した時刻tjのタイミングで信号を反転させる様に制御
される。11は該信号反転回路10の出力を積分するための
積分回路、11′は上記アナログ・ゲート回路９の出力を
積分するための同様の積分回路で、共にシフト・パルス
φ_SHによりリセツトされる。13及び13′は夫々該積分回
路11の出力（Ｓ）及び積分回路11′の出力（BR）をサン
プル・ホールドするためのサンプル・ホールド回路で、
共に制御回路12からの制御信号φ₁₃（第７図々示）によ
り時刻tkのタイミングで夫々積分回路11の出力（Ｓ）及
び積分回路11′の出力（BR）をサンプリングし、以降、
それをホールドする様に制御される。14,14′はサンプ
ル・ホールド回路13の出力（Vs）をポテンシヨメータR
1,R2で定められている所定の電圧範囲−Vref.〜＋Vref.
に対して比較するためのウインド・コンパレータ回路を
構成しているコンパレータで、コンパレータ14はサンプ
ル・ホールド回路13の出力（Vs）を基準電圧＋Vref.に
対して比較するべく出力（Vs）をその非反転入力に、
又、基準電圧＋Vref.をその反転入力に受け、一方、コ
ンパレータ14′はサンプル・ホールド回路13の出力（V
s）を基準電圧−Vref.に対して比較するべく出力（Vs）
をその反転入力に、又、基準電圧−Vref.をその非反転
入力に受ける様に為されて居り、従って、−Vref.≦Vs
≦＋Vref.の場合にはコンパレータ14,14′の出力は共に
ロウとなり、Vs＞＋Vref.の場合にはコンパレータ14′
の出力はロウのまま、コンパレータ14の出力がハイとな
り、一方Vs＜−Vref.の場合にはコンパレータ14の出力
はロウのまま、コンパレータ14′の出力がハイとなる。
15はコンパレータ14,14′の出力の論理条件に応じて表
示用LED18,19を制御する表示制御回路で、例えば、コン
パレータ14の出力がハイの場合にはLED18を、コンパレ
ータ14′の出力がハイの場合にはLED19を、そしてコン
パレータ14,14′の出力が共にロウの場合にはLED18,19
の双方を点灯させるべく制御する様に構成されている。
16はコンパレータ14,14′の出力に基づいて結像レンズ
１の自動焦点調節を行なうべくモータ17を制御するモー
タ制御回路である。20,20′はサンプル・ホールド回路1
3′の出力（V_BR）をポテンシヨメータR3で定められてい
る蓄積時間の適否判定のための所定の電圧範囲V_MIN.〜V
_MAX.（０＜V_MIN.＜V_MAX.）に対して比較するためのウイ
ンド・コンパレータ回路を構成しているコンパレータ
で、コンパレータ20はサンプル・ホールド回路13′の出
力（V_BR）を上限の基準電圧V_MAX.に対して比較するべく
出力（V_BR）をその非反転入力に、又、基準電圧V_MAX.を
その反転入力に受け、一方、コンパレータ20′はサンプ
ル・ホールド回路13′の出力（V_BR）を下限の基準電圧V
_MIN.に対して比較するべく出力（V_BR）をその反転入力
に、又、基準電圧V_MIN.をその非反転入力に受ける様に
為されて居り、従って、V_MIN.≦V_BR≦V_MAX.の場合には
コンパレータ20,20′の出力は共にロウとなり、V_BR＞V
_MAX.の場合にはコンパレータ20′の出力はロウのまま、
コンパレータ20の出力がハイとなり、一方、V_BR＜V_MIN.
の場合にはコンパレータ20の出力はロウのまま、コンパ
レータ20′の出力がハイとなる。これらコンパレータ2
0,20′の出力は制御回路12に附与され、そして該制御回
路12は該コンパレータ20,20′の出力に基づいて光セン
サ・アレイ・デバイス３の電荷蓄積時間の制御を行なう
ものであるが、その詳細については後述する。尚、上記
制御回路12はドライブ回路７からのシフト・パルスφ_SH
及びリセツト・パルスφ_RSを受けてこれに基づいて光セ
ンサ・アレイ・デバイス３の使用センサ・エレメント範
囲及び反転積分位置、即ち、第２図で説明したti,tj,tk
の各タイミングを規定するべく制御信号φ₁₁,φ₁₂,φ₁₃
（第７図々示）を出力すると共に、更にこの時上記コン
パレータ20,20′の出力に基づき光センサ・アレイ・デ
バイス３の上記電荷排出用アンチ・ブルーミング・ゲー
トをオンと為すための積分クリア信号φ_IC（第5,7図々
示）の、上記シフト・パルスφ_SHの附与後の附与期間
（第5,7図のT₁）を制御することにより、即ち、換言す
れば、ここではシフト・パルスφ_SHは固定された一定の
周期（第5,7図のＴ）で出力されるものであるから、該
積分クリア信号φ_ICをロウと為すことにより上記アンチ
・ブルーミング・ゲートをオフと為して電荷の排出を停
止せしめることにより各光センサに信号電荷の蓄積を行
なわせるための期間（第5,7図のT₂−即ち、電荷蓄積時
間で、その終了は次のシフト・パルスφ_SHが附与され終
る時点である）を制御することにより該光センサ・アレ
イ・デバイス３の各光センサの電荷蓄積時間の制御を行
なうものである。

以上の構成に於て、今、光源２の発光により光束が投射
され、その反射光束が光センサ・アレイ・デバイス３の
センサ面上でこの時の物体に対する結像レンズ１の焦点
調節状態に応じた位置に入射している状態で、ドライブ
回路７の作動により該光センサ・アレイ・デバイス３の
出力の読み出しが行なわれると、先ず、この時のシフト
・パルスφ_SHにより積分回路11がリセツトされると共に
制御回路12がこのシフト・パルスφ_SHに応答して転送ク
ロツク・パルスφ_２に基づきタイミング規定動作を開始
する様になり、一方、この時読み出されたセンサ・デバ
イス出力はオフセツト電圧除去回路８によりそのオフセ
ツト電圧（ノイズ成分）が除去された後、アナログ・ゲ
ート回路９に附与される。ここで第７図に示す様に、セ
ンサ・デバイス出力の読み出しの開始から時刻tiに達す
る迄の間は制御回路12は制御信号φ₁₁をロウと為すこと
によりアナログ・ゲート回路９をゲート・オフの状態に
設定して居り、そして時刻tiに達すると、以降、時刻tk
に達する迄、制御信号φ₁₁をハイと為すことによりアナ
ログ・ゲート回路９をゲート・オンの状態に設定する様
になり、従って、信号反転回路10には時刻tiから時刻tk
までの時間区間のセンサ・デバイス出力が附与されるこ
とになる訳であるが、この際、時刻tjに達する迄は制御
回路12は制御信号φ₁₂をロウと為すことにより信号反転
回路10を、その入力信号を反転させることなくそのまま
出力する信号非反転出力モードに設定して居り、そして
時刻tjに達すると、以降、時刻tkに達する迄、制御信号
φ₁₂をハイと為すことにより信号反転回路10を、その入
力信号を反転させて出力する信号反転出力モードに設定
する様になる。従って積分回路11は時刻tiから時刻tkま
での時間区間で、先ず、時刻tiから時刻tjまでの時間区
間の信号を積分した後、続く時刻tjから時刻tkまでの時
間区間の信号については反転積分を行なうことになり、
斯くして積分回路11により、前掲の式で示す演算が行
なわれて時刻tkに達した時点では該積分回路11からは時
刻tiから時刻tjまでの時間区間の信号量と時刻tjから時
刻tkまでの時間区間の信号量との差（Ｓ）が出力される
様になる。そして時刻tkに達すると制御回路12は制御信
号φ₁₃をハイと為し、これによりサンプル・ホールド回
路13はこの時刻tkの時点での積分回路11の出力（Ｓ）を
サンプル・ホールドする様になる。斯くしてこの時のサ
ンプル・ホールド回路13の出力（Vs）は光センサ・アレ
イ・デバイス３のセンサ面上での上記反射光束の入射位
置を表わすことになり、その際、第２図で説明したこと
から、Vs＝０であれば、反射光束の入射位置はｊ番目と
ｊ＋１番目のセンサ・エレメントの境界、即ち、共役点
Ｃに一致していることになり、Vs＞０であれば共役点Ｃ
よりもＢ側に、又、Vs＜０であれば共役点ＣよりもＡ側
に偏っていることになり、且つ、この時の絶対値レベル
|Vs|はその偏りの量を表わすことになる。ここでは以上
の様にして光センサ・アレイ・デバイス３のセンサ面上
での反射光束の入射位置の検出が行なわれ、その結果は
サンプル・ホールド回路13の出力（Vs）、即ち、積分回
路11の出力（Ｓ）に依って指示されることになる訳であ
る。以下、この時のサンプル・ホールド回路13の出力
（Vs）はコンパレータ14,14′に依り所定の電圧範囲−V
ref.〜＋Vref.に対して比較され、その結果に基づいて
表示制御回路15に依りLED18,19に依る表示状態が制御さ
れると共にモータ制御回路16に依りレンズ駆動用モータ
17が制御される様になる。尚、この場合、第2,3図で説
明したことから、コンパレータ14の出力のハイは前ピン
状態を、コンパレータ14′の出力のハイは後ピン状態
を、そしてコンパレータ14,14′の双方の出力のロウは
合焦状態（即ち、ここでは第３図に示す様に＋Vref.と
−Vref.とで定まる範囲δを合焦範囲としている訳であ
る）を表わすことになるから、LED18の点灯は前ピン状
態を、LED19の点灯は後ピン状態を、そしてLED18,19双
方の点灯は合焦状態を表わすことになる。又、このこと
からモータ制御回路16はコンパレータ14の出力のハイに
依り結像レンズ１を後退させるべくモータ17を所定方向
に回転させ、コンパレータ14′の出力のハイに依り結像
レンズ１を前進させるべくモータ17を逆転させ、そし
て、コンパレータ14,14′の双方の出力のロウに依りモ
ータ17を停止させるべく該モータ17を制御する様に構成
しておけば良いものである。

さて、ここでは以上の様にして光源２から発せられた光
束に対する物体からの反射光束の、光センサ・アレイ・
デバイス３上での入射位置の検出が行なわれることによ
り結像レンズ１の、該物体に対する焦点調節状態の検出
が行なわれる訳であるが、ここで、本実施例に於ける上
記光センサ・アレイ・デバイス３の電荷蓄積時間の制御
によるその走査出力信号の制御は次の様にして行なわれ
る。即ち、先ず、センサ・デバイス出力の読み出しに際
しセンサ・ドライバ７からシフト・パルスφ_SHが出力さ
れると、これにより積分回路11′が上記積分回路11と共
にリセツトされ、そしてその後、該積分回路11′はアナ
ログ・ゲート回路９の出力の積分を行なう様になり、従
って、上記の時刻tkに達した時点では積分回路11の出力
（Ｓ）が前記式で表わされるのに対し、該積分回路1
1′の出力（BR）は下記の式で表わされる様になる。

〔但し、Ｋ及びＶ（ｔ）は式の場合と同様の諸元であ
るものとする。〕 即ち、該式で表わされる積分回路11′の出力（BR）は
光センサ・アレイ・デバイス３に対する入射光の輝度レ
ベルに相応したものとなる訳であり、そして該出力（B
R）は時刻tkに達した時点で、サンプル・ホールド回路1
3の場合と同様、制御回路12からの制御信号φ₁₃により
サンプル・ホールド回路13′にホールドされる様にな
る。該サンプル・ホールド回路13′の、上記光センサ・
アレイ・デバイス３のセンサ面上での入射光の輝度レベ
ル情報を表わす出力（V_BR）はコンパレータ20,20′によ
り夫々所定の上限及び下限の基準電圧V_MAX.及びV_MIN.に
対して比較され、その結果、V_MIN.≦V_BR≦V_MAX.の場
合、即ち、走査信号レベルが適正な場合には該コンパレ
ータ20,20′の出力は共にロウとなり、V_BR＞V_MAX.の場
合、即ち、走査信号レベルが過大な場合にはコンパレー
タ20の出力がハイでコンパレータ20′の出力がロウとな
り、又、V_BR＜V_MIN.の場合、即ち、走査信号レベルが過
小な場合には逆にコンパレーター20の出力がロウでコン
パレータ20′の出力がハイとなる。そして制御回路12は
この時の該コンパレータ20,20′の出力に基づき、後に
詳述する構成を通じて、コンパレータ20,20′の出力が
共にロウの場合には第5,7図の積分クリア信号φ_ICの附
与期間T₁をそのままに維持することにより光センサ・ア
レイ・デバイス３の電荷蓄積時間T₂をそのままに維持
し、コンパレータ20の出力がハイの場合には積分クリア
信号φ_ICの附与期間T₁を増大させることにより電荷蓄積
時間T₂を減少せしめ、又、コンパレータ20′の出力がハ
イの場合には逆に積分クリア信号φ_ICの附与期間T₁を減
少せしめることにより電荷蓄積時間T₂を増大せしめ、斯
くして、V_MIN.≦V_BR≦V_MAX.で表わされる適正走査出力
信号レベルが得られる様になる様に走査信号の制御を行
なう様になる。

次に以上に説明した様な動作の制御を司る上記制御回路
12の構成の詳細について第６図を参照して説明する。

第６図に於て、21は上記センサ・ドライバ７からのリセ
ツト・パルスφ_RSをカウントするための、ここでは８ビ
ツト構成の立下り同期型のバイナリ・カウンタで、シフ
ト・パルスφ_SHによってクリアされる様に為されてい
る。22は該カウンタ21のカウント出力に基づいて上記の
時刻ti,tj,tkの各タイミングを規定するべくその内容が
予めプログラムされたプログラマブル・ロジツク・アレ
イで、具体的には光センサ・アレイ・デバイス３にシフ
ト・パルスφ_SHが附与されて後、第１番目のセンサ・エ
レメントからの信号が読み出されるまでにリセツト・パ
ルスφ_RSがα個附与されるものとすると、出力Q_Aからは
カウンタ21のカウント値が“α＋i"となった時点で、
又、出力Q_Bからはカウンタ21のカウント値が“α＋j"と
なった時点で、そして、出力Q_Cからはカウンタ21のカウ
ント値が“α＋k"となった時点で夫々単パルス（ハイ・
レベル・パルス−第７図々示）を出力する様にその内容
が予めプログラムされているものである。23はプログラ
マブル・ロジツク・アレイ22の出力Q_Aを反転させるため
のインバータ25の出力の立下りによってセツトされた
後、該プログラマブル・ロジツク・アレイ22の出力Q_Cを
反転させるためのインバータ27の出力の立下りによって
リセツトされる様に為された立下り同期型のRSフリツプ
・フロツプ、24は同じくプログラマブル・ロジツク・ア
レイ22の出力Q_Bを反転させるためのインバータ26の出力
の立下りによってセツトされた後、上記インバータ27の
出力の立下りによってリセツトされる様に為された立下
り同期型のRSフリツプ・フロツプで、ここではフリツプ
・フロツプ23のＱ出力（第７図々示）が第４図示アナロ
グ・ゲート回路９に対する制御信号φ₁₁となり、又、フ
リツプ・フロツプ24のＱ出力（第７図々示）が第４図示
信号反転回路10に対する制御信号φ₁₂となり、そして、
プログラマブル・ロジツク・アレイ22の出力Q_Cが第４図
示サンプル・ホールド回路13及び13′に対する制御信号
（ストローブ信号）φ₁₃となる。

以上は主としてシーケンス制御部の構成であり、続いて
走査信号制御部、即ち、蓄積時間制御部について説明す
るに、28は電荷排出時間設定用の、ここでは３ビツト構
成の立下り同期型のバイナリ・アツプ・ダウン・カウン
タで、本実施例では第４図示コンパレータ20の出力のハ
イによりアツプ・カウント・モードに設定され、ロウに
よりダウン・カウント・モードに設定される様に為され
ている。因みに本実施例に於ては該カウンタ28の３ビツ
ト出力Q₁,Q₂,Q₃が全てロウの場合には電荷排出時間T₁が
最短の時間に（従って、電荷蓄積時間T₂が最長の時間
に）設定され、該カウンタ28がカウント・アツプして行
くにつれてより長い電荷排出時間が（従って、より短か
い電荷時間が）指定され、そして該３ビツト出力Q₁〜Q₃
が全てハイの場合には電荷排出時間T₁が最長の時間に
（従って電荷蓄積時間T₂が最短の時間に）設定される様
に為されているものであり、斯くして該電荷排出時間T₁
（即ち、電荷蓄積時間T₂）は該３ビツト出力Q₁〜Q₃のハ
イ、ロウの状態に応じて都合８段階に制御されるもので
ある。29は第４図示コンパレータ20及び20′の出力の論
理和をとるためのオア・ゲート、30は上記アツプ・ダウ
ン・カウンタ28の出力Q₁〜Q₃と上記コンパレータ20の出
力の排他的論理和をとるためのイクスクルーシブ・オア
・ゲート、31は上記オア・ゲート29及びイクスクルーシ
ブ・オア・ゲート30の出力とシフト・パルスφ_SHの論理
積をとるためのアンド・ゲートで、該アンド・ゲート31
の出力はカウント・パルスとして上記アツプ・ダウン・
カウンタ28に附与される。尚、該アツプ・ダウン・カウ
ンタ28はパワー・アツプ・クリア信号PUCにより他の回
路ブロツクと共にクリアされる様に為されているもので
ある。32は上記カウンタ21の８ビツト出力と上記アツプ
・ダウン・カウンタ28の３ビツト出力Q₁〜Q₃とを設け
て、該カウンタ21のカウント値がアツプ・ダウン・カウ
ンタ28の３ビット出力Q₁〜Q₃によって指定される値に達
した際にその“0"から“7"までの出力のうちのいずれか
１つから単パルス（ハイ・レベル・パルス）を出力する
様に予めその内容がプログラムされたプログラマブル・
ロジツク・アレイで、例えば、“0"出力からは短絡電荷
排出時間に対応した制御パルスを、又、“7"出力からは
最長電荷排出時間に対応した制御パルスを出力する様に
為されている。33は上記プログラマブル・ロジツク・ア
レイ32の“0"〜“7"出力の反転論理和をとるためのナン
ド・ゲート、34は上記シフト・パルスφ_SHの立下りによ
ってセツトされると共に該ナンド・ゲート33の出力の立
下りによってリセツトされる様に為された立下り同期型
のRSフリツプ・フロツプで、ここではそのＱ出力（第７
図々示）が上記の電荷排出時間T₁、従って、電荷蓄積時
間T₂を制御するための上述の積分クリア信号となるもの
である。尚、以上の構成に於て、イクスクルーシブ・オ
ア・ゲート30はアツプ・ダウン・カウンタ28の出力Q₁〜
Q₃が全てロウとなっている状態、即ち、電荷排出時間T₁
が最短の時間に設定されている状態でV_BR＜V_MIN.により
第４図示コンパレータ20′の出力がハイになった場合並
びにアツプ・ダウン・カウンタ28の出力Q₁〜Q₃が全てハ
イとなっている状態、即ち、電荷排出時間T₁が最長の時
間に設定されている状態で、V_BR＞V_MIN.によりコンパレ
ータ20の出力がハイになった場合の該アツプ・ダウン・
カウンタ28のリング・カウント動作を禁止して、これら
の場合には電荷排出時間T₁を既に設定されている時間に
固定することにより蓄積時間T₂の誤制御を防止する目的
で設けられているものである。又、言う迄もなく上記の
最長の電荷排出時間はシフト・パルスφ_SHの周期Ｔより
も短かいものである。

ここで斯かる構成の走査信号制御部の動作について説明
するに、先ず、パワー・アツプ・クリア信号PUCが附与
されるとアツプ・ダウン・カウンタ28が他の回路ブロツ
クと共にクリアされてその出力Q₁〜Q₃は全てロウとな
り、従って、これにより最初は最短の電荷排出時間（即
ち、最長の電荷蓄積時間）がイニシヤル・セツトされる
様になる。次いで、センサ・ドライバ７からシフト・パ
ルスφ_SHが出力されると、これによりカウンタ21がクリ
アされると共に、その立下りによってフリツプ・フロツ
プ34がセツトされてそのＱ出力がハイとなり、これによ
り光センサ・アレイ・デバイス３ではアンチ・ブルーミ
ング・ゲートが完全にオンとなって各センサでの発生電
荷が排出されることによりその信号電荷の蓄積が禁止さ
れる様になる。その後、カウンタ21がセンサ・ドライバ
７からのリセツト・パルスφ_RSをカウントして、そのカ
ウント値がこの時のアツプ・ダウン・カウンタ28の出力
Q₁〜Q₃によって指定されているカウント値に達すると、
この時点でプログラマブル・ロジツク・アレイ32からハ
イ・レベル・パルスが出力されることによりナンド・ゲ
ート33の出力がハイからロウに変化し、これによりフリ
ツプ・フロツプ34がリセツトされてそのＱ出力はロウと
なり、従って、この時点で上述のアンチ・ブルーミング
・ゲートがオフとなって電荷の排出が停止させられるこ
とにより各センサではその発生電荷の蓄積が開始される
様になる。その後、再びシフト・パルスφ_SHが出力され
ると、これにより光センサ・アレイ・デバイス３では各
センサの蓄積電荷がシフト・ゲートを通じてアナログ・
シフト・レジスタに取り込まれ、該レジスタを通じて出
力部まで転送された後、ここで電圧に変換されて出力さ
れる様になる。ここでこの時の電荷排出時間T₁、従っ
て、電荷蓄積時間T₂が適当なものであれば、V_BR≦V_MAX.
となるためにコンパレータ20,20′の出力が共にロウと
なり、従って、オア・ゲート29の出力がロウとなるため
にアツプ・ダウン・カウンタ28のカウントの変更は行な
われず電荷排出時T₂は上述の最短の時間に維持され、従
って、電荷蓄積時間T₂は最長の時間に維持されるが、例
えが、V_BR＞V_MAX.となったとすると、この時、コンパレ
ータ20の出力がハイとなるためにアツプ・ダウン・カウ
ンタ28はアツプ・カウント・モードに設定され、又これ
と共にオア・ゲート29及びイクスクルーシブ・オア・ゲ
ート30の出力が共にハイとなり、従って、センサ・ドラ
イバ７からシフト・パルスφ_SHが出力されると、これは
アンド・ゲート31を通じてアツプ・ダウン・カウンタ28
に附与されて該カウンタ28が１つのカウント・アツプ
し、従って、電荷排出時間T₁が次に短かい時間に設定さ
れることにより電荷蓄積時間T₂が次に長い時間に制御さ
れ、斯くして、走査信号レベルが低下させられる様にな
る。この動作は最終的にV_MIN.≦V_BR≦V_MAX.の状態にな
る迄繰り返され、V_MIN.≦V_BR≦V_MAX.となった状態でコ
ンパレータ20,20′の出力が共にロウとなるために電荷
排出時間T₁の変更が停止する様になる。尚、斯かる制御
の過程で、電荷排出時間T₁が最短の時間以外の時間に設
定されている状態、即ち、アツプ・ダウン・カウンタ28
の出力Q₁〜Q₃が全てロウ以外の状態で、V_BR＜V_MIN.とな
ることがあったとすると、この場合にはコンパレータ20
の出力がロウであるためにアツプ・ダウン・カウンタ28
はダウン・カウント・モードに設定され、又、コンパレ
ータ20′の出力がハイとなることによりオア・ゲート29
及びイクスクルーシブ・オア・ゲート30の出力が共にハ
イとなり、従って、アンド・ゲート31を通じてシフト・
パルスφ_SHを附与されると該アツプ・ダウン・カウンタ
28は１つカウント・ダウンし、これにより電荷排出時間
T₁がより短かい時間に変更されるために電荷蓄積時間T₂
が増大させられて走査信号レベルが向上させられる様に
なる。勿論、この動作も、最終的にV_MIN.≦V_BR≦V_MAX.
の状態が得られる様になる迄、繰り返される。尚、電荷
排出時間T₁が最短で且つV_BR＜V_MIN.の場合、即ち、アツ
プ・ダウン・カウンタ28出力Q₁〜Q₃が全てロウで且つコ
ンパレータ20の出力がロウの場合並びに電荷排出時間T₁
が最長でV_BR＞V_MIN.の場合、即ち、アツプ・ダウン・カ
ウンタ28出力Q₁〜Q₃が全てハイで且つコンパレータ20の
出力がハイの場合にはイクスクルーシブ・オア・ゲート
30の出力がロウとなるためにシフト・パルスφ_SHの、該
アツプ・ダウン・カウンタ28に愛する附与がアンド・ゲ
ート31により禁止され、従って、該カウンタ28のカウン
トの変更が行なわれないことにより電荷排出時間T₁は夫
々最短並びに最長の時間に固定されることになる。

本発明の一実施例にあっては以上の様にして走査信号の
制御が行なわれるものである。

尚、以上に説明した実施例は先に述べた様に本発明を本
件出願人に係る特願昭54−124537号に於て開示されてい
る実施例装置に適用した場合の例である。

次に本発明の実施例として本発明を本件出願人に係る先
の特願昭55−28735号によって提案されている装置或い
は同じく先の特願昭55−31235号の実施例として開示さ
れている装置に適用した場合の例について以下説明す
る。

先ず第８図はこの実施例装置の主として電気回路系の基
本構成を示すもので、同図中、第1,4図に於けると同一
の符号を以って示される要素は既述と同一のものであ
る。

35はAC増幅器で、光センサ・アレイ・デバイス３から送
出される信号の直流分を除去する為に用いられる。36は
サンプル・ホールド回路で、センサ・デバイス出力のリ
セツト期間（φ_RSの期間）をホールドし、後続の積分回
路によって信号を積分する際、積分値に不要の損失を防
ぐために用いられる。尚、37はイクスクルーシブ・オア
・ゲートで、転送クロツクφ₂,φ_３の排他的論理和をと
ることによってサンプリング・パルスを作り、光センサ
・アレイ・デバイス３の送出信号をサンプリングさせる
べくサンプル・ホールド回路36に附与する。38は直流分
再生回路で、AC増幅器35による出力の直流分を再生す
る。尚、この直流分の再生については本実施例に於いて
はシフト・パルスφ_SHのタイミングに於ける信号出力電
圧を基準電圧として行なっている。39はFETアナログ・
スイツチ等から成るアナログ・ゲート回路で、制御回路
40から出力される制御信号φ_IE（第10図々示）により第
２図で説明した時刻tiからtkまでの時間区間のみオン状
となり、送出信号エンペロープの所要の積分区間を設定
する。41及び42は夫々信号極性反転回路で、各々制御回
路40からの制御信号φ_A-B及びφ_A+B（第10図々示）に基
づきその後に続く積分回路43及び44の積分極性を所定の
タイミングに於て反転させる。即ち、極性反転回路41に
制御信号φ_A-Bを附与することにより積分回路43によっ
て第２図で述べた領域A,Bに関する走査信号について
（Ａ−Ｂ）積分を行ない、光センサ・アレイ・デバイス
３に入射する信号光束位置の偏りが後述のａ側方向であ
るか或はｂ側方向であるかを知る為の情報を出力させ
る。

又、局性反転回路42に制御信号φ_A+Bを附与することに
より積分回路44によって（Ａ＋Ｂ）積分を行い、（Ａ＋
Ｂ）積分値により（Ａ−Ｂ）積分回路43の積分回数を制
御する。即ち、45はそのためのコンパレータで、光セン
サ・アレイ・デバイス３のセンサ面上に於ける光束入射
位置の移動が、第２図（ａ）に示されるｊ点から所定の
許容範囲内である場合、即ち、目標物体５の、結像レン
ズ１による予定結像面６上の結像状態が実際上、合焦と
見做してより許容合焦範囲内にある場合に於ける（Ａ−
Ｂ）積分値に基づき所定の値を設定しておき、これに対
応する（Ａ＋Ｂ）積分値をコンパレータ45の参照電圧と
して（Ａ＋Ｂ）積分値を比較する。（Ａ＋Ｂ）積分が完
了する周期毎に、（Ａ＋Ｂ）積分値をコンパレータ45で
参照電圧と比較する。

46はアンド・ゲートでコンパレータ45の出力と制御信号
φ_A+Bとの論理積をとり、該（Ａ＋Ｂ）積分値が該参照
電圧に達した時点でその出力によりこの時の（Ａ−Ｂ）
積分値をサンプル・ホールド回路47にサンプル・ホール
ドさせる。続いてデイレイ回路48によって遅延されたコ
ンパレータ45の出力によって（Ａ−Ｂ）積分回路43及び
（Ａ＋Ｂ）積分回路44をリセツトする。49は立下り同期
型のバイナリ・カウンタで、最長判断時間を所定の時間
内に制限する為に、前記の制御信号φ_A+Bをカウントす
るすべく該カウンタ49を設置し、そのキヤリー出力によ
り（Ａ＋Ｂ）積分の積分回数の最大数を制限する。即
ち、50は上記アンド・ゲート46の出力と該カウンタ49の
キヤリー出力との論理和をとるためのオア・ゲートで、
その出力より（Ａ＋Ｂ）積分値が上記の所定の参照電圧
に達するか又は所定の最大積分回数に達した時間に於て
（Ａ−Ｂ）積分値をサンプル・ホールド回路47にサンプ
ル・ホールドさせる。サンプル・ホールド回路47の出力
は第３図に示されＳ（Ｘ）である。51は第４図の回路要
素14,14′,R1,R2を含むウインド・コンパレータで、上
述の予め、設定された基準電圧＋Vref及び−VrefとＳ
（Ｘ）の大小関係を判別し、対応するハイ又はロウの信
号を出力する。52は第４図の回路15及び16を含む表示及
びモータ制御回路で、ウインド・・コンパレータ51から
の−Vref.≦Ｓ（Ｘ）≦＋Vref.,S（Ｘ）＞＋Vref.,又
は、Ｓ（Ｘ）＜−Vref.の各場合に対応する論理出力に
応じて表示用LED18,19の点滅を上述の如く制御すると共
に結合レンズ１を駆動する為のモータ17の回転及び停止
を制御する。53は制御回路40からの駆動制御信号φ_LED
（第10図々示）に基づき光源２（ここではLEDである）
を間欠駆動するためのドライブ回路である。

尚、ここでは光源２から投射する信号光に対する外光分
の除去を目的として制御回路40からは上記駆動制御信号
φ_LEDとして、第10図に示す如く、２回の走査を以って
検出の単位サイクルとして、その第１走査の後半の期
間、即ち、時刻tjから次の第２走査のためのシフト・パ
ルスφ_SHの出力時点迄の期間のみ光源２を点灯させ、こ
れ以外の期間では該光源２を消灯状態におくことを指令
する信号を出力する様に為されているものである。又、
これに相応して該制御回路40からは前述の（Ａ−Ｂ）積
分のための信号極性反転回路41に対する制御信号φ_A-B
としては第10図に示す如く、第１走査の時刻tjから次の
第２走査の時刻tj迄の期間、信号の極性反転を行なわ
せ、それ以外の期の期間では信号を極性反転することな
くそのまま出力させる様な信号を、又、（Ａ＋Ｂ）積分
のための信号極性反転回路42に対する制御信号としては
第１走査の間は信号を極性反転させることなくそのまま
出力させ、第２走査の間は信号の極性反転を行なわせる
様な信号を出力する様に為されているものである。従っ
て、冒頭で述べた様に、上記のA,B領域の信号の各積分
量について、信号光束を投射していない状態の下で得ら
れる信号の積分量A₁,B₁、信号光束を投射している状態
の下で得られる信号の積分量をA₂,B₂とすると、積分回
路43では（A₁−B₁−A₂＋B₂）が、又、積分回路44では
（A₁＋B₁−A₂−B₂）が、即ち、夫々、外光成分が除去さ
れた形で（Ａ−Ｂ）積分及び（Ａ＋Ｂ）積分が行なわれ
ることになる訳である。

以上の装置の構成に対し、ここでは本発明の改良に従っ
て、次の様な走査信号制御のための構成が附加されてい
る。即ち、第８図に於て、54は上記信号極性反転回路42
の出力を積分するための積分回路で、上記制御回路40か
らのリセット信号φ_Ｒ（第10図々示）により各検出の単
位サイクルの開始後、稍々遅れてリセツトされる様に為
されている。従って、該積分回路54の出力は積分回路44
の出力がΣ（A₁＋B₁−A₂−B₂）となるのに対し、単位検
出サイクル毎の（A₁＋B₁−A₂−B₂）となる訳である。55
は該積分回路54の出力をサンプル・ホールドするための
サンプルホールド回路で、制御回路40からのホールド信
号φ_Ｈ（第10図図示）により各単位検出サイクルの開始
時点で、該積分回路54のリセツトされる直前の出力をサ
ンプル・ホールドする様に制御される。56は第４図の回
路要素20,20′,R3を含むウインド・コンパレータで、そ
の出力は制御回路40に附与され、そして該制御回路40は
前掲の実施例の場合と同様、該ウインド・コンパレータ
56の出力に基づいて光センサ・アレイ・デバイス３の電
荷排出時間T₁を制御することでその電荷蓄積時間T₂を制
御することにより走査信号レベルの制御を行なう様に為
されている。

次に上記制御回路40の詳細について第9,11図を参照して
説明する。

先ず第９図は該制御回路40の、主としてシーケンス制御
部の構成を示すもので、同図に於て、57はセンサ・ドラ
イバ７からのリセツト・パルスφ_RSをカウントするため
の、例えば８ビツト構成の立下り同期型のバイナリ・カ
ウンタで、シフト・パルスφ_SHによってリセツトされる
様に為されている。58は該カウンタ57のカウント出力に
基づいて前記の時刻ti,tj,tkのタイミングを規定するべ
くその内容が予めプログラムされたプログラマブル・ロ
ジツク・アレイで、具体的には光センサ・アレイ・デバ
イス３にシフト・パルスφ_SHが附与されて後、第１番目
のセンサ・エレメントからの信号が読み出されるまでに
リセツト・パルスφ_RSがα個附与されるものとすると、
出力Q_Aからはカウンタ57のカウト値が“α＋i"となった
時点で、又、出力Q_Bからはカウンタ57のカウント値が
“α＋j"となった時点で、そして、出力Q_Cからはカウン
タ57のカウント値が“α＋k"となった時点で夫々単パル
ス（ハイ・レベル・パルス−第10図々示）を出力する様
にその内容が予めプログラムされているものである。59
はプログラマブル・ロジツク・アレイ58の出力Q_Aを反転
させるためのインバータ62の出力の立下りによってセツ
トされた後、出力Q_Cを反転させるためのインバータ64の
出力の立下りによってリセツトされる様に為された立下
り同期型のRSフリツプ・フロツプである。該フリツプ・
フロツプ59のＱ出力（第10図々示）は第８図々示すアナ
ログ・ゲート回路39に対する制御信号φ_IEとなり、送出
時系列信号内の積分時間区間を設定するタイミングを与
える。60は同じくプログラマブル・ロジツク・アレイ58
の出力Q_Bを反転させるためのインバータ63の出力の立下
りによってセツトされた後、インバータ64の出力の立下
りによってリセツトされる様に為された立下り同期型の
RSフリツプ・フロツプで、該フリツプ・フロツプ60のＱ
出力は後述する第11図示走査信号制御部に対する制御信
号φ_Ｌ（第10図々示）となる。61はインバータ63からの
出力パルス（負パルス）をトリガ入力に入力し、Ｑ出力
をＤ入力に入力させる様になした立下り同期型のＤフリ
ツフ・フロツプである。該Ｄフリツフ・フロツプ61のＱ
出力は第８図々示（Ａ−Ｂ）積分の信号極性反転回路41
に対する制御信号φ_A-B（第10図々示）となる。65はシ
フト・パルスφ_SHを反転させるためのインバータ66の出
力をトリガ入力に入力しＱ出力をＤ入力に入力させる様
になした立下り同期型のＤフリツフ・フロツプ61であ
る。該Ｄフリツフ・フロツプ65のＱ出力は第８図々示
（Ａ＋Ｂ）積分の信号極性反転回路42に対する制御信号
φ_A+B（第10図々示）となる。尚、上述した様に、本実
施例に於ては制御信号φ_A-B及びφ_A+Bにより（Ａ−Ｂ）
積分の積分極性反転及び（Ａ＋Ｂ）積分の積分極性反転
のタイミングを附与することによって、（Ａ−Ｂ）積分
及び（Ａ＋Ｂ）積分に際して外光除去を行なっているも
のである。即ち、本実施例装置に於ける外光除去は光セ
ンサ・アレイ・デバイス３から送出される時系列信号の
２回送出分（即ち、２走査）によって行なっているから
φ_A+Bの１周期が第８図々示の（Ａ−Ｂ）積分回路43と
（Ａ＋Ｂ）積分回路44の単位積分周期（即ち、単位検出
サイクル）となっている訳である。従って、合焦状態及
び方向検知の為の最長判断時間設定用カウンタ49（第８
図々示）はφ_A+Bを予め設定された該最長判断時間に相
当する数までカウントし、該時定数までカウントした時
点でキヤリー信号を出力する様に為されているものであ
る。67は上記Ｄフリツプ・フロツプ65のＱ出力を反転さ
せるためのインバータ68の出力と上記Ｄフリツプ・フロ
ツプ61のＱ出力との論理積をとるためのアンド・ゲート
で、本実施例装置に於ては該アンド・ゲート67の出力を
第８図々示の光源２の駆動制御信号φ_LED（第10図々
示）としてドライブ回路53に附与する様にしている。69
は上記Ｄフリツプ・フロツプ61のＱ出力を反転させるた
めのインバータ70の出力とシフト・パルスφ_SHとの論理
積をとるためのアンド・ゲートである。φ_A-Bを反転し
た信号とシフト・パルスφ_SHの論理積をとることにより
単位積分期間（即ち、単位検出サイクル）毎に生ずる単
パルスを作り、これを第８図々示のサンプル・ホールド
回路55に対するホールド信号φ_Ｈ（第10図々示）として
出力する様にしている。71はデイレイ回路であり、ホー
ルド信号φ_Ｈを所定時間デイレイさせた信号を作り、こ
れを第８図々の積分回路54に対するリセツト信号φ
_Ｒ（第10図々示）として出力する様にしている。

次に第11図は上記制御回路40の主として走査信号制御
部、即ち、電荷蓄積時間制御部の構成を示すものであ
る。

先ずここでの作用を説明するに、先の第８図に示した構
成に於て、AC増幅器35、サンプル・ホールド回路36、直
流再生回路38によって直流分を除去し更にはリセツト期
間をホールドした後、直流分を再生した時系列画像信号
は信号極性反転回路42によって制御信号φ_A+Bに従って
極性反転され、制御信号φ_IEによってアナログ・ゲート
回路39がオンしている期間のみ積分回路54によって上述
した様に外光除去された形で積分される。該時系列画像
信号（Viedo out）と積分回路54の〔Ａ＋Ｂ〕outの積
分波形を第12図に模式的に図示してある。上記積分回路
54の出力はサンプル・ホールド回路55でホールドされ、
そしてこの時の該サンプル・ホールド出力はウインド・
コンパレータ56により所定の参照電圧範囲内にあるか否
かが判定される。所定電圧範囲ref.V_Lとref.V_H（これら
は第４図示実施例に於けるV_MIN.とV_MAX.に相当する）は
ref.V_L＜ref.V_Hの関係にあり、サンプル・ホールド回路
55出力〔Ａ＋Ｂ〕outがref.V_Hとref.V_Lの範囲内に納ま
った場合の前記Ｓ（Ｘ）は単位積分期間（単位検出サイ
クル）によっても所望の適正な合焦検知精度が得られる
ように設定されている。第12図にref.V_Hとref.V_Lを積分
回路54の〔Ａ＋Ｂ〕outの積分波形と合わせて模式的に
図示してある。単位積分期間の周期毎にサンプル・ホー
ルド回路55の出力〔Ａ＋Ｂ〕outが、ref.V_H＜〔Ａ＋
Ｂ〕outであるか、ref.V_L＞〔Ａ＋Ｂ〕outであるか、或
いはref.V_L≦〔Ａ＋Ｂ〕out≦ref.V_Hであるかをウイン
ド・コンパレータ56により判別し、その出力V_H,V_Lの論
理条件に従って電波投入時に初期設定された電荷排出時
間T₁を段階的に増大させて行き、〔Ａ＋Ｂ〕outがref.V
_L≦〔Ａ＋Ｂ〕out≦ref.V_Hの条件を満足する様になった
時点に於て電荷排出時間T₁の増大を停止させる。次に時
系列画像信号（Video out）が変化して再びref.V_L≦
〔Ａ＋Ｂ〕out≦ref.V_H以外の状態を生じた場合には、
その時点に於ける電荷排出時間から次に再びref.V_L≦
〔Ａ＋Ｂ〕out≦ref.V_Hの状態が得られるまで段階的に
該電荷排出時間T₁の増大又は減少を繰り返す。この時、
電荷排出時間T₁の減少を所定の最小短時間まで繰り返し
てもref.V_L≦〔Ａ＋Ｂ〕out≦ref.V_Hの状態に至らない
場合、即ち、〔Ａ＋Ｂ〕out＜ref.V_Lの状態が解消され
ない場合には次に画像信号の状態が変化し、従って、
〔Ａ＋Ｂ〕outが変化してref.V_L≦〔Ａ＋Ｂ〕out≦ref.
V_Hとなるまで該所定の最短時間値を維持する。又、〔Ａ
＋Ｂ〕outが異常に大きく電荷排出時間T₁を所定の最長
時間になるまで増加させてもref.V_L≦〔Ａ＋Ｂ〕out≦r
ef.V_Hの状態を得ることが出来ないような場合、即ち、
〔Ａ＋Ｂ〕out＞ref.V_Hの状態が解消されない場合には
画像信号の状態が変化してref.V_L≦〔Ａ＋Ｂ〕out≦re
f.V_Hとなるまで該所定の最長時間を維持する。

さて、第11図に於て、72は電荷排出時間設定用の立下り
同期型の４ビツト構成のプリセツタブル・バイナリ・ア
ツプ・ダウン・カウンタで、ここでは、単位積分期間毎
に第９図のデイレイ回路71から発生する単パルス信号φ
_Ｒ（リセツト信号−第12図々示）をカウントする様に為
されている。73はパワー・アツプ・クリア回路で、パワ
ー・アツプ時にプリセツタブル・アツプ・ダウン・カウ
ンタ72の内容をクリアし、続いて初期値設定回路74の設
定値を該カウンタ72にプリセツトする為のものである。
該プリセツタ・アツプ・ダウン・カウンタ72は〔Ａ＋
Ｂ〕outが、前記電荷排出時間増減の停止条件を満足す
るまで、即ち、ref.V_L≦〔Ａ＋Ｂ〕out≦ref.V_Hとなる
まで単位積分期間毎に発生する単パルスφ_Ｒをカウント
する様に制御される。75は前記プリセツタブル・アツプ
・ダウン・カウンタ72のカウント出力をプリセツト値と
して所定数まで前記積分クリア信号φ_ICの基いとなる所
定の分割クロツク・パルスφ_Ｄをカウントする様に為さ
れた電荷排出時間時計用のプリセツタルブ・バイナリ・
カウンタである。該カウント75は第９図のRSフリツプ・
フロツプ60のＱ出力信号（制御信号φ_Ｌ第10図々示）の
反転信号によって上記カウンタ72の出力をロードされ、
そして、該制御信号φ_Ｌがロウになった時点に於て前記
プリセツタブル・アツプ・ダウン・カウンタ72のカウン
ト値から更に前記積分クリア信号φ_ICの分割クロツクパ
ルスφ_Ｄのカウントを開始し、所定の数までカウントし
た時点でキヤリー信号CRを出力する。76は該カウンタ76
から出力されるキヤリー信号CRのハイ又はロウに対し
て、例えば、該キヤリー信号CRがハイの場合はこれをイ
ンバートしてロウとなし、カウンタ75をカウント禁止の
状態に設定し、又、逆に該キヤリー信号CRがロウの場合
はこれをインバートしハイとなし、カウント可能の状態
に設定するためのインバータである。77はナンド・ゲー
トで、該カウンタ75より出力されるキヤリー信号CRと上
記第９図示RSフリツプ・フロツプ60のＱ出力（制御信号
φ_Ｌ）との反転論理積をとることにより積分クリア信号
φ_ICを出力する。第13図にφ_SH,φ_L,φ_D,φ_ICのタイミ
ング・チヤートを示す。本実施例に於ては電荷排出時間
T₁の分割クロツク・パルスφ_Ｄは単位積分期間を18分割
するようなクロツク周波数に選ばれている。又、電荷排
出時間T₁の初期設定値を決定する為の制御信号φ_Ｌは該
パルスφ_Ｄを９パルスカウントする間、ロウとなるよう
に選んである。従って、本実施例装置に於ては第13図々
示の如く、９種類の電荷排出時間を選びうるように為さ
れている訳で、光源２の点灯時の信号電荷の大きさによ
って光センサ・アレイ・デバイス３の電荷蓄積時間は9/
18,8/18,7/18……2/18,1/18の値を選ぶことが出来る。
φ_Ｌのタイミング及びφ_Ｄの周波数は必要に応じて適当
に選んでよいことは勿論である。第11図に於て、78,79
及び80はいずれも立下り同期型のＤフリツプ・フロツプ
である。積分出力〔Ａ＋Ｂ〕outがウインド・コンパレ
ータ56に対して設定されているref.V_Lより低い場合は光
源２の点灯時の信号電荷の蓄積が過剰であることを示し
ているので前記プリセツタブル・アツプ・ダウン・カウ
ンタ72をダウン・カウントにする必要がある。即ち、こ
の〔Ａ＋Ｂ〕out＜ref.V_Lの場合にはウインド・コンパ
レータ56の出力V_Lはハイとなり、従って、インバータ81
の出力はロウとなり、Ｄフリツプ・フロツプ80のＤ入力
に入力される。Ｄフリツプ・フロツプ80は単位積分期間
の終了毎に制御信号φ_Ｈがその、トリガ入力に入力さ
れ、この時点のV_Lの状態をプリセツタブル・アツプ・ダ
ウン・カウンタ72のカウント・モード制御入力に附与す
る。この場合に於てはＤフリツプ・フロツプ80のＱ出力
はロウとなりダウン・カウントの状態が設定される。逆
に、V_Lがロウの場合はインバータ81の出力がハイとなる
ため、アツプ・カウントの状態が設定される。82はイク
スクルーシブ・ノア・ゲートで、〔Ａ＋Ｂ〕outがref.V
_L≦〔Ａ＋Ｂ〕out≦ref.V_Hの条件を満足した時、ウイン
ド・コンパレータ56の出力V_Hがローとなるとともに、V_L
がハイとなり、従って、該イクスクルーシブ・ノア・ゲ
ート82の出力はハイとなる。又、〔Ａ＋Ｂ〕outがこれ
以外の状態にある場合は該イクスクルーシブ・ノア・ゲ
ート56の出力はロウである。従って、Ｄフリツプ・フロ
ツプ78はそのトリガ入力に信号φ_Ｈが入力された時点に
於て、該イクスクルーシブ・ノア・ゲート82の出力がハ
イであればそのＱ出力はハイとなり、プリセツタブル・
アツプ・ダウン・カウンタ72をカウント禁止の状態とな
し、カウントを停止させ、これによって蓄積時間を現時
点の状態に維持する。第12図にタイミング・チヤートを
図示する。プリセツタブル・アツプ・ダウン・カウンタ
72が、アツプ・カウントを続け最大カウント値までカウ
ント・アツプした時点に於てキヤリー信号CRがハイとな
る。この時点に於ては該カウンタ72の内容がそのまま保
持されるように該カウンタ72をカウント禁止の状態に設
定する。逆に、ダウン・カウントを続け該カウンタ72が
最小カウント値までカウント・ダウンした時点に於ても
キヤリー信号CRがハイとなり該カウンタ72をカウント禁
止の状態に設定し最小カウント値がそのまま保持される
ように為されている。Ｄフリツプ・フロツプ79はＤフリ
ツプ・フロツプ80のＱ出力を信号φ_Ｈの周期だけ遅延さ
せる為のものである。83はＤフリツプ・フロツプ79及び
80の各Ｑ出力の排他的反転論理和をとるためのイクスク
ルーシブ・ノア・ゲート、84は該イクスクルーシブ・ノ
ア・ゲート83の出力とプリセツタブル・アツプ・ダウン
・カウンタ72のキヤリー信号CRの論理積をとるためのア
ンド・ゲートで、Ｄフリツプ・フロツプ78のＱ出力と該
アンド・ゲート84の出力の反転論理和をノア・ゲート85
でとり、該カウンタ72のイネーブル端子ENBに附与しカ
ウント可能或いはカウント禁止の状態を制御する。プリ
セツタルブル・アツプ・ダウン・カウンタ72が最大数又
は最小数をカウントしてカウント禁止の状態になってい
る場合に目標物体の距離或いは反射率等の撮像条件が変
化するとカウント禁止の状態を解除して別のカウント数
の状態が設定されるように成されている。第14図にこれ
を説明する為のタイミング・チヤートを示す。第14図に
於て、φ_SHは光センサ・アレイ・デバイス３に対するシ
フト・パルス、φ_Ｈは単位積分期間（単位検出サイク
ル）毎に発生する単位積分期間制御の為のパルスであ
る。φ_Ｒはφ_Ｈをデイレイさせた制御パルスで積分回路
54（第８図々示）のリセツト・パルスとして使用される
と共に、プリセツタブル・アツプ・ダウン・カウンタ72
（第11図々示）のカウント・クロツク・パルスとして用
いられる。次に積分回路54の出力変化の様子を模式的に
示す。φ_Ｈが発生するタイミングに於ける該積分回路54
の出力値がサンプル・ホールド回路55のホールド値〔Ａ
＋Ｂ〕outである。FF80Q及びFF79Qは夫々Ｄフリツプ・
フロツプ80,79のＱ出力で、前記〔Ａ＋Ｂ〕outがref.V_L
に対して低いか又は高いかによって第14図々示タイミン
グ・チヤート例の如き出力変化する。第14図の左半分
（ａ）に於ては、〔Ａ＋Ｂ〕outが所定値に比して過剰
である為、カウント・ダウンを順次行って、前記最小カ
ウント値でカウント禁止の状態に至ってプリセツタブル
・アツプ・ダウン・カウンタ72の内容が保持され、続い
て前述の如き目標物体の変化が生じた為にカウント禁止
の状態を解除し、カウント・アツプを行なう様子が示さ
れている。第14図の右半分（ｂ）は（ａ）とは逆にカウ
ント・アツプの状態からカウント・ダウンの状態に変化
する場合の例が示されている。尚、本例に於ては前記カ
ウンタ72の容量は18としているがこれは設計仕様によっ
てどの様な容量を選んでも本質的には全く変わることが
ないことは明らかである。カウントの内容はφ_Ｒの各単
パルス位置に付記する。第14図の左半分（ａ）に於て
は、〔Ａ＋Ｂ〕outがref.V_Lより高くなった後、最初の
φ_Ｈのタイミングでフリツプ・フロツプ80のＱ出力FF80
Qがハイになる。続いて、次のφ_Ｈのタイミングでフリ
ツプ・フロツプ79のＱ出力FF79Qがハイになる。一方、
第14図の右半分（ｂ）に於ては、〔Ａ＋Ｂ〕outがref.V
_Lより低くなった後、φ_Ｈのタイミングでフリツプ・フ
ロツプ80のＱ出力FF80Qがハイからロウになり、続いて
フリツプ・フロツプ79のＱ出力FF79Qがロウになる。第1
1図々示イクスクルーシブ・ノア・ゲート83の出力はフ
リツプ・フロツプ80のＱ出力FF80Qがハイ、フリツプ・
フロツプ79のＱ出力FF79Qがロウの場合に於てロウとな
り、逆に、各々がロウ、ハイの場合に於てもやはりロウ
が出力される。又、カウンタ72のキヤリー信号CRは本実
施例装置に於てはカウンタ内容が１及び18に於てハイが
出力されるように為されている。従ってアンド・ゲート
84の出力（EX−NOR）・（CR）を続くノア・ゲート85に
入力し、インバートした信号出力は、第14図の左半分、
（ａ）に於てはカウント最小値“1"の時点からイクスク
ルーシブ・ノア・ゲート83の出力がロウに変わる時点ま
でカウント禁止の状態を設定する（第14図に於て、ENB
及びINHIBITと記載）。又、第14図の右半分（ｂ）の例
に於てはカウント最大値“18"の時点からイクスクルー
シブ・ノア・ゲート83の出力がロウに変わる時点までIN
HIBITが設定される。以上の説明から理解されるように
プリセツタブル・アツプ・ダウン・カウンタ72が最小値
又は最大値をカウントし、〔Ａ＋Ｂ〕outが所定の条件r
ef.V_L≦〔Ａ＋Ｂ〕out≦ref.V_Hを満たさずにINHIBITの
状態になった場合に於ても目標物体の変化を検知してIN
HIBITの状態を解除することが出来る。

以上詳述した様に本発明の走査信号制御方式は、走査面
上の照度分布を走査手段によって走査すると共に、この
時の走査信号のうち、該走査面上での所定の範囲に相当
する信号量を検出し、該検出した信号量に基づいて上記
走査信号のレベルを制御する様にしたもので、これによ
れば例えば、光センサ・アレイ・デバイス等の信号蓄積
型固体撮像素子の使用の下で、より簡単な方法で、従っ
て、電気回路系の構成の複雑化を招くことなく常に高精
度で且つ安定な入射光の照度分布の検知が出来る様にな
り、特に冒頭に述べた様な能動型距離検知装置或いは焦
点検知装置に適用した場合に入射光束が過大となる様な
条件下にあっても、レンズを光軸方向に駆動制御するこ
に際して不安定を来すことがなく、従って、正確で且つ
高精度な距離検知或いは焦点検知装置を提供することが
出来るものである。

尚、実施例では本発明の適用例としてTTL式能動型焦点
検知装置を挙げて説明したが本発明の方式の適用が斯か
る焦点検知装置のみに限られるものでないことは勿論の
ことで、光束の入射位置の検知、或いは入射光の照度分
布の検知等を必要とする装置にも広く適用可能であり、
又、例えば、単に入射光束量の測定を必要とする測定装
置や、更には単に撮像を目的とする装置等に対しても広
く適用可能で、その場合にも上記した様な有益な利点が
得られるものである。又、実施例では走査手段として光
センサ・アレイ・デバイスで知られる自己走査型固体撮
像素子を挙げたが、この外に、ビデイコン，サチコン、
カルニコン等で知られる撮像管等を使用する場合にも適
用出来ることは明らかである。又、蓄積効果をもたない
光センサ・アレイ・デバイスを使用する場合についても
該センサ出力の増幅器のゲイン（増幅度）を本発明の方
式によって制御出来、その場合にも上記した様な有益な
利点が得られるものである。又、走査型でないパラレル
出力型の光センサ・アレイ・デバイス、或いは、単一セ
ンサについても、そのゲインの制御に本発明による制御
方式を適用出来、有益な利点が得られるものであること
は明らかである。又、実施例に於ては、単一積分区間を
もって制御する方式を採っているが、これについても単
一積分区間に限定する必要はなく、単一積分区画の整数
倍の時間区間を任意のタイミングを選んでゲイン制御用
積分回路の積分時間となし実施例装置に於ける効果と同
様の効果をあげることが出来ることも明らかである。
又、光センサ・アレイ・デバイスのゲイン制御方式の一
例として挙げた電荷蓄積時間の増減による走査信号の制
御方式に於ては積分クリア信号φ_IC（電荷排出時間T₁）
の分割クロツクφ_Ｄを所要ダイナミツク・レンジに応じ
て適宜選択して分割数を最適条件に設定出来る訳である
し、初期値設定の為のクロツクφ_Ｌについても設定仕様
上任意に選ぶことが出来ることは既に実施例の説明の際
にも述べた通りである。

更に、これまでセンサに対してのゲイン制御についてだ
け述べてきたが、入射光束エネルギーの増減によって走
査信号を制御することや或いは又センサ・ゲインと入射
光束エネルギーとの両方によって走査信号を制御するこ
とも同様の効果をあげる方法として挙げることが出来
る。これによって機器設計上の条件の幅を拡げることが
出来、広い範囲で最適条件を選ぶことが出来るものであ
る。尚、この場合の入射光束エネルギーの制御は、例え
ば、可変開口絞り等によって走査面上の照度レベルを制
御する様にしたり、或いは、特に実施例として示した様
な装置にあっては光源の投射光束を制御する様にするこ
とによって容易に可能になるものである。即ち、可変開
口絞りによる場合は、第４図示サンプル・ホールド回路
13′、第８図示サンプル・ホールド回路55の出力に基づ
き、これが過小な場合には開口を大きくし、又、過大な
場合には開口を小さくする様にその開口を制御する様に
すれば良いし、又、光源の投射光束の調節による場合
は、上記サンプル・ホールド回路13′,55の出力に基づ
き、これが過小な場合には単位走査（第４図示実施例装
置の場合）又は単位検出サイクル（第８図示実施例装置
の場合）当りの該光源の点灯時間を増大させるか又は投
射パワーを増大させ、又、過大な場合には点灯時間を減
少させるか又は投射パワーを減少させる様に制御する様
にすれば良いものである。又、先に述べた出力増幅器の
ゲイン（増幅度）の調整による場合は、上記サンプル・
ホールド回路13′,55の出力が過小な場合にはそのゲイ
ンを増大させ、又、過小な場合はゲインを減少させる様
にすれば良いものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一適用例としてのTTL式能動型焦点検
出装置の光学的配置構成を示す模式図で、（ａ）は後ピ
ン状態を、（ｂ）は合焦状態を、（ｃ）は前ピン状態を
夫々示す。 第２図は第１図で説明した様な焦点検出装置に適用可能
な光束入射位置検出の原理を説明するための図で、
（ａ）は光センサ・アレイ・デバイスのセンサ面での第
１図（ａ），（ｂ），（ｃ）の状態に対応した各光エネ
ルギーの分布状態を、（ｂ）はセンサ・デバイス出力の
反転積分のタイミング関係を、（ｃ）は反転積分の様子
を夫々示すものである。 第３図は第２図で説明した反転積分によって得られる出
力信号（Ｓ）の、光束の入射位置の変化に応じた変化の
様を示す出力波形図、 第４図は本発明を第１〜３図で説明した様な検出原理に
従う能動型焦点検出装置に適用した場合の一実施例を示
すブロツク・ダイアグラム、 第５図は第４図示回路系に於けるセンサ・ドライバの出
力とこれによる光センサ・アレイ・デバイスからの出力
信号を示すタイミング・チヤート、 第６図は第４図示回路系に於ける制御回路の一構成例を
示すブロツク・ダイアグラム、 第７図は第６図示回路の動作関係を示すタイミング・チ
ヤート、 第８図は本発明を第１〜３図で説明した様な検出原理に
従う能動型焦点検出装置に適用した場合の他の実施例を
示すブロツク・ダイアグラム、 第９図は第８図示回路系に於ける制御回路の主としてシ
ーケンス制御部の一構成例を示すブロツク・ダイアグラ
ム、 第10図は第９図示回路の動作関係を示すタイミング・チ
ヤート、 第11図は第８図示回路系に於ける制御回路の主として走
査信号制御部の一構成例を示すブロツク・ダイアグラ
ム、 第12図は第11図示回路の動作関係を示すタイミング・チ
ヤート、 第13図は第11図示回路によって得られる光センサ・アレ
イ・デバイスの電荷排出時間（電荷蓄積時間）を示すタ
イミング・チヤート、 第14図は第11図示回路の動作モデルを示すタイミング・
チヤートである。 ２……信号光束発生源（光源）、３……走査手段（光セ
ンサ・アレイ・デバイス）、9;39……積分区間設定用ア
ナログ・ゲート回路、42……信号極性反転回路、11′;5
4……積分回路、13′;55……サンプル・ホールド回路、
20,20′,R3;56……信号レベル適否判定用ウインド・コ
ンパレータ、12;40……制御回路、21〜27;58〜71……制
御回路のシーケンス制御部の構成要素、21,28〜34;72〜
85……制御回路の走査信号制御部の構成要素（28;72は
電荷排出時間設定用アツプ・ダウン・カウンタ、21;75
は電荷排出時間計時用カウンタ、32はプログラマブル・
ロジツク・アレイ、34及び77は積分クリア信号出力用フ
リツプ・フロツプ及びナンド・ゲート）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大和田 光俊 東京都大田区下丸子３丁目30番２号 キヤ ノン株式会社内 (72)発明者 田中 一夫 東京都大田区下丸子３丁目30番２号 キヤ ノン株式会社内 (72)発明者 幸村 昇 東京都大田区下丸子３丁目30番２号 キヤ ノン株式会社内 (56)参考文献 特開 昭54−155832（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−121689（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−143166（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】被写体に光束を投射する発光手段と、 ２つの領域に分割され、入射光を光電変換する光電変換
   手段と、 これらの発光手段及び光電変換手段の動作を制御する制
   御手段と、 上記光電変換手段の各領域の出力信号の差成分を検出す
   る第１の検出手段と、 上記光電変換手段の各領域の出力信号の和成分を検出す
   る第２の検出手段と、 これら第１及び第２の検出手段の各出力に基づいて合焦
   状態を判定する判定手段と、 上記第２の検出出力に基づいて上記光電変換手段の蓄積
   時間を設定する設定手段とを備え、 上記判定手段は、設定された上記蓄積時間の下で上記第
   ２の検出手段の出力が所定レベルに達した段階における
   上記第１の検出手段の出力に基づいて合焦状態を検出す
   ることを特徴とする合焦制御装置。