JPH0683575B2

JPH0683575B2 - サイクロコンバ−タ装置

Info

Publication number: JPH0683575B2
Application number: JP18774186A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1986-08-12
Filing date: 1986-08-12
Publication date: 1994-10-19
Anticipated expiration: 2009-10-19
Also published as: JPS6348159A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は、電源トランスの容量を低減させたサイクロコ
ンバータ装置に関する。

（従来の技術）サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置であるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によって転流させる
ため、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。ま
た、その無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動
している。このため、電源系統設備の容量を増大させる
だけでなく、無効電力変動により同一系統に接続された
電気機器に種々の悪影響を及ぼしている。

このようなサイクロコンバータの無効電力を補償する方
法として、特開昭56-44382等の技術がある。

すなわち、サイクロコンバータの受電端に一定の進み無
効電力をとる進相コンデンサを設置し当該サイクロコン
バータの遅れ無効電力が進相コンデンサの進み無効電力
と常に等しくなるようにサイクロコンバータの循環電流
を調整するものである。

一方、この無効電力補償形サイクロコンバータ装置で
は、交流電源と各コンバータとの間に、降電圧あるいは
昇電圧の目的で、もしくはコンバータの絶縁の目的で電
源トランスを設置するが、この電源トランスの容量とし
て各コンバータの遅れ無効電力をも供給しうる容量が必
要とされた。すなわち、負荷に供給し得る電力に加えて
進相コンデンサの進み無効電力に対向する遅れ無効電力
を電源トランスを介してサイクロコンバータに供給しな
ければならない。そのため、当該電源トランスが大形大
量化し、高価なものとなる。

これに鑑み、特開昭57-80267が提案された。第４図はそ
の従来のサイクロコンバータ装置の主回路構成図を示す
ものである。

図中、BUSは３相交流電源の電線路、TrU,TrV,TrWは電源
トランス、CAP_U1〜CAP_U4，CAP_V1〜CAP_V4，CAP_W1〜CAP_W4
は進相コンデンサ、CC−U,CC−V,CC−Ｗは循環電流式サ
イクロコンバータ、U,V,Wは３相交流負荷をそれぞれ表
わす。

Ｕ相サイクロコンバータCC−Ｕは、正群コンバータSS
P_U，SDP_Uと負群コンバータSSN_U，SDN_U及び直流リアクト
ルL_OUから構成されている。いわゆる制御相数（制御パ
ルス数）が12パルスの循環電流式サイクロコンバータと
なっている。

Ｖ相及びＷ相のサイクロコンバータCC−V,CC−Ｗも同様
に構成されている。

Ｕ相サイクロコンバータCC−Ｕの入力側には、電源トラ
ンスTrUの２次巻線側に４分割された進相コンデンサCAP
_U1〜CAP_U4が接続されている。

このように進相コンデンサCAP_U1〜CAP_U4を電源トランス
TrUの２次巻線側に接続することによりサイクロコンバ
ータCC−Ｕがとる遅れ無効電力と進相コンデンサCAP_U1
〜CAP_U4がとる進み無効電力がある程度打ち消し合い、
電源トランスTrUの容量を低減させる効果がある。Ｖ相
及びＷ相も同様である。

第５図は、第４図のサイクロコンバータCC−Ｕの入力側
の電流値を示したもので、I_SSPUは正群コンバータSSP_U
の入力電流、I_SSNUは負群コンバータSSN_Uの入力電流、I
_capu1及びI_capu2は進相コンデンサCAP_U1及びCAP_U2の電
流の大きさを示す。

負荷U,V,Wが交流電動機の場合、始動及び低速運転時に
は逆起電力がほとんど発生せずサイクロコンバータの出
力電圧も小さく、その制御位相角αは大略90°に近いと
ころで運転される。従って、各コンバータの入力電流I
_SSPU，I_SSNU等は大部分が遅れ無効電流であると見てよ
い。

従って、電源トランスTrUの２次巻線に流れる電流I_Tr2
の大きさは、 I_Tr2＝｜I_SSPU−I_capu1｜となり、また、TrUの１次巻線に流れる電流のI_Tr1の大
きさは、 I_Tr1＝２×｜I_SSPU＋I_SSNU−I_capu1−I_capu2｜となる。

このように、電源トランスTrUの容量を低減させること
ができるが、進相コンデンサCAP_U1〜CAP_U4に流れる進み
電流I_capu1〜I_capu4が一定値となっているのに対し、各
コンバータの入力電流I_SSPU，I_SSNU等は出力電流I_Uに応
じて図のように変化するため、その差分の電流が電流ト
ランスTrUに流れる。

交流電動機負荷の速度が高くなるに従い、有効電力を消
費するようになり、上記無効電力分に加えて、当該有効
電力分も電源トランスTrUが負担しなければならないの
は言うまでもない。

（発明が解決しょうとする問題点）上記従来のサイクロコンバータ装置は、進相コンデンサ
CAP_U1〜CAP_U4等を分割して電源トランスTrU等の２次巻
線側に接続することにより、当該電源トランスTrU等の
容量をある程度低減させることができる。

しかし、進相コンデンサに流れる電流が一定値であるの
に対し、各コンバータの入力電流は、サイクロコンバー
タの出力電流に応じて大きく変化するため、その差分の
無効電流は電源トランスが負担しなければならず、容量
低減させる効果が半減していた。特に、トランスの２次
電流の容量低減はあまり期待できないのが現状である。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、電源
トランスの容量を大幅に低減させたサイクロコンバータ
装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段）以上の目的を達成するため、本発明は交流電源と、各相
毎に絶縁された負荷装置と、当該負荷の各相毎に電流を
供給するため正群及び負群コンバータを有するサイクロ
コンバータと、当該サイクロコンバータの各相正群コン
バータの入力側共通端子に接続された第１の進相コンデ
ンサと、前記サイクロコンバータの各相負群コンバータ
の入力側共通端子に接続された第２の進相コンデンサ
と、前記交流電源と前記サイクロコンバータとの間に介
在する電源トランスとでサイクロコンバータ装置を構成
している。

また、サイクロコンバータの制御相数（制御パルス数）
に応じて前記第１及び第２の進相コンデンサをさらに分
割して構成している。

（作用）すなわち、サイクロコンバータの出力相数が３相の場
合、各相サイクロコンバータの正群コンバータの入力側
端子を共通の第１の進相コンデンサに接続し、その端子
を電源トランスの２次巻線に接続することにより、３相
分の正群コンバータの入力電流の遅れ無効分と前記第１
の進相コンデンサの進み電流が打ち消し合い、電源トラ
ンスの２次巻線には有効電源しか流れない。負群コンバ
ータの入力側も同様に作用し、結果的に電源トランスの
容量を大幅に低減させることが可能となる。

このとき、サイクロコンバータの負荷は各相毎に絶縁さ
れており、電源短絡が生じることを防止している。

サイクロコンバータの制御相数（制御パルス数）が増加
した場合には、それに応じて前記第１及び第２の進相コ
ンデンサをさらに分割し、出力電流リップルの小さい運
転を行うことができる。この場合でも、電源トランスの
容量低減の効果は同じである。

（実施例）第１図は、本発明のサイクロコンバータ装置の実施例を
示す構成図である。

図中、SUPは３相交流電源、MTRは電源トランス、CA
P₁₁，CAP₁₂は第１の進相コンデンサ、CAP₂₁，CAP₂₂は第
２の進相コンデンサ、CC−U,CC−V,CC−Ｗは循環電流式
サイクロコンバータ、U,V,Wは３相交流負荷である。

Ｕ相サイクロコンバータCC−Ｕは正群コンバータSSP_U，
SDP_Uと負群コンバータSSN_U，SDN_U及び直流リアトルL_OU
（L_OU1〜L_OU5）で構成されている。Ｖ相及びＷ相のサイ
クロコンバータCC−V,CC−Ｗも同様である。

また、CTsは３相交流電流検出用変流器、PTsは３相交流
電圧検出用変成器、VARは無効電力演算回路、CT_U,CT_V,C
T_Wは出力電流検出器、CT_PU,CT_NU,CT_PV,CT_NV,CT_PW,CT_NW
は各コンバータの出力電流検出器である。

第２図は、第１図の装置の制御回路の実施例を示す構成
図である。

図中、VRQは無効電力設定器、H_Q（ｓ）は無効電力制御
補償回路、G_OU（ｓ），G_OV（ｓ），G_OW（ｓ）は負荷電
流制御償回路、G_U（ｓ），G_V（ｓ），G_W（ｓ）は負荷電
流制御補償回路、OC₁〜OC₃は循環電流演算回路、C₁〜C₇
は比較器、A₁〜A₆は加算器、INV₁〜INV₃は反転増幅器を
それぞれ表わす。

以下、第１図及び第２図の実施例を参照しながら本発明
装置の動作を説明する。

まず、負荷電流I_U，I_V，I_Wの制御動作を説明する。Ｕ相
サイクロコンバータCC−Ｕを例にとって説明する。

負荷電流I_Uを変流器CT_Uによって検出し、比較器C₃に入
力する。比較器C₃により、当該電流検出器I_Uとその指令
値I_U ^*を比較し、その偏差ε_U＝I_U ^*−I_Uを求める。当該
偏差ε_Uを次の電流制御補償回路G_U（ｓ）に入力し増幅
する。G_U（ｓ）の出力信号は、１つは加増器A₁を介して
正群コンバータSSP_U，SDP_Uの位相制御回路PHP_Uに入力す
る。またG_U（ｓ）の出力信号の他の１つは反転増幅器IN
V₁及び加算器A₂を介して負群コンバータSSN_U，SDN_Uの位
相制御回路PHN_Uに入力する。

いま、仮に循環電流制御回路G_OU（ｓ）からの出力信号
が十分小さいものとして無視すると、上記位相制御回路
PHP_U及びPHN_Uの入力信号ｖα_PU及びｖα_NUは次の関係を
する。ただし、G_U（ｓ）は比例要素K_Uだけとする。

ｖα_PU＝ε_U・K_U ｖα_NU＝−ε_U・K_U また、正群及び負群コンバータの出力電圧V_PU，V_NUを第
１図の矢印の方向を正として考えると、次のような関係
を有する。

V_PU＝k_V・V_S・cos α_PU V_NU＝−k_V・V_S・cos α_NU ただし、k_Vは変換定数、V_Sは電源電圧、α_PU，α_NUは正
群及び負群コンバータの制御位相角である。

さらに、cosα_PU＝ｋ・ｖα_PU,cosα_NU＝ｋ・ｖα_NUの
関係があるので、V_PU＝V_NUとなり、このときの制御位相
角はα_NU＝180°−α_PUの関係を有する。

負荷Ｕに印加される電圧V_Uは、正群及び負群コンバータ
の出力電圧V_PU，V_NUの平均値となる。

V_U＝（V_PU＋V_NU）/2 ＝k_V・ｋ・V_S・ε_U・K_U すなわち、電流偏差ε_Uに比例した電圧V_Uが負荷に印加
される。

I_U ^*＞I_Uの場合、偏差ε_Uは正の値となり、出力電圧V_Uを
増大させて、電流I_Uを増やす故に最終的にI_U≒I_U ^*とな
るように制御される。

逆にI_U ^*＜I_Uとなった場合、偏差ε_Uは負の値となり、V_U
を負の値にして、電流I_Uを減少させ、やはり、I_U≒I_U ^*
となって落ち着く、電流指令値I_U ^*を正弦波状に変化さ
せると、それに応じて、実電流I_Uも正弦波に制御され
る。

このとき、常にV_PU＝V_NUを満足しており、循環電流I_OU
の増減はない。

Ｖ相,W相の負荷電流I_V，I_Wも同様に制御される。

次に循環電流I_OU,I_OV,I_OWの制御動作を説する。やは
り、Ｕ相サイクロコンバータCC−Ｕを例にとって説明す
る。

Ｕ相サイクロコンバータの循環電流I_OUは、変流器CT_PU
及びCT_NUによって検出された正群及び負群コンバータの
出力電流I_PU及びI_NUを演算回路OC₁に入力し、次の演算
を行うことにより求められる。

I_OU＝（I_PU＋I_NU−｜（I_PU−I_NU）｜）/2 ここで、I_PU−I_NU＝I_Uの関係がある。

このようにして、求められた循環電流検出値I_OUを比較
器C₂に入力し、循環電流指令値I_O ^* _Uと比較する。当該偏
差ε_OU＝I_O ^* _U−I_OUを電流制御補償回路G_OU（ｓ）に入力
し、増幅する。G_OU（ｓ）の出力信号は各々加算器A₁及
びA₂を介して、前記位相制御回路PHP_U，PHN_Uに入力され
る。

故に、前記PHP_U，PHN_Uの入力信号ｖα_PU,vα_NUは、次の
ように変更される。ただし、G_OU（ｓ）＝K_OUとして考え
る。

ｖα_PU＝ε_U・K_U＋ε_OU・K_OU ｖα_NU＝−ε_U・K_U＋ε_OU・K_OU 従って、正群及び負群コンバータの出力電圧V_PU及びV_NU
は、上記ε_OU・K_OUの分だけバランスがくずれ、循環電
流I_OUを増減させる。

すなわち、I_OU ^*＞I_OUとなった場合、偏差ε_OUは正の値
となり、その分だけV_PU＞V_NUとなる。故に循環電流I_OU
＝I_OU ^*となって落ち着く。

逆にI_OU ^*＜I_OUとなった場合、偏差ε_OUは負の値となり
その分だけ、V_PU＜V_NUとなる。故にI_OUは減少し、やは
り、I_OU＝I_O ^* _Uとなるように制御される。

Ｖ相,W相の循環電流I_OV，I_OWも同様に制御される。

上記循環電流の指令値I_O ^* _U，I_O ^* _V，I_O ^* _Wは無効電力制御
回路H_Q（ｓ）からの出力信号によって与えられる。

次にその無効電力制御の動作を説明する。サイクロコン
バータの受電端に設置された変流器CT_S及び変成器PT_Sに
よつて、３相交流電流及び３相交流電圧を検出し、無効
電力演算回路VARに入力する。受電端の無効電力Q_Sは、
上記電源電圧v_R，v_S，v_Tを90°だけ位相を遅らせ、各相
電流i_R，i_S,v_Tをそれぞれ乗じ３相分加えて求める。す
なわちQ_S＝v_R′・i_R＋v_S′・i_S＋v_T′・i_T によって瞬時無効電力Q_Sが検出される。

当該無効電力検出値Q_Sを比較器C₁に入力し、無効電力設
定器VRQからの指令値Q_S ^*と比較する。当該偏差ε_Q＝Q_S ^*
−Q_Sを無効電力制御補償回路H_Q（ｓ）に入力し、積分増
幅あるいは比例増幅を行う。通常、定常偏差ε_Qを零に
するためH_Q（ｓ）には積分要素が使われる。

H_Q（ｓ）の出力信号は各相サイクロコンダータの循環電
流の指令値I_O ^* _U，I_O ^* _V，I_O ^* _Wとなる。

Q_S ^*＞Q_Sとなった場合、偏差ε_Qは正の値となり、循環電
流指令値I_O ^* _U，I_O ^* _V，I_O ^* _Wを増加させる。実際の循環電
流I_OU，I_OV，I_OWは前に述べた通り、I_OU≒I_O ^* _U，I_OV≒I
_O ^* _V，I_OW≒I_O ^* _Wとなるように制御されるので、当該循環
電流I_OU，I_OV，I_OWも増加し、受電端の遅れ無効電力Q_S
を増大させQ_S＝Q_S ^*となって落ち着く。

逆にQ_S ^*＜Q_Sとなった場合、偏差ε_Qは負の値となり、各
相循環電流I_OU，I_OV，I_OWを増加させ、受電端の遅れ無
効電力Q_Sを減らしてやはりQ_S＝Q_S ^*となるように制御さ
れる。

なお、この場合、無効電力検出値Q_Sは遅れを正の値とし
て取り扱う。

また、一般には入力力率＝１の運転を行うため前記無効
電力指令値Q_S ^*＝０として与える。

サイクロコンバータCC−U,CC−V,CCWは電源電圧を利用
して自然転流させるため、常に遅れ無効電力Q_CCをと
る。当該遅れ無効電力Q_CCは負該電流I_U，I_V，I_Wの値に
より、また、そのときの各コンバータの制御位相角
α_PU，α_NU，α_PV，α_NV，α_PW，α_NWの値により変化す
るが、前述のように各相サイクロコンバータの循環電流
I_OU，I_OV及びI_OWを調整することにより、Q_CCを一定値に
することができる。

これに対し、電源トランスMTRの２次巻線側に分割して
接続された進相コンデンサCAP₁₁，CAP₁₂，CAP₂₁，CA₂₂
は一定の進み無効電力Q_capをとり、前記遅れ無効電力Q
_CCと打ち消し合って電源SUPからは有効電力P_Sだけを供
給すればよいことになる。

さて、本発明装置のサイクロコンバータ装置ではCC−Ｕ
の正群コンバータSSP_UとCC−Ｖの正群コンバータSSP_V及
びCC−Ｗの正群コンバータSSP_Wの入力側端子は、共通の
進相コンデンサCAP₁₁に接続され、CAP₁₁の進み無効電力
Q_cap11とSSP_U，SSP_V及びSSP_Wの遅れ無効電力の和Q_SSP1
が打ち消し合う。このときQ_SSP1は次式のように表わす
ことができる。

Q_SSP1＝k_Q（I_PU・sinα_PU＋I_PU・sinα_PV＋I_PW・sinα
_PW）ただし、k_Qは比例数負荷U,V,Wが交流電動機の電機子巻線とした場合、始
動、低速運転時には、速度起電力が小さいため、サイク
ロコンバータの出力電圧V_U,V_V,V_Wは小さく、制御位相角
α_PU≒α_PV≒α_PW≒90°の状態で運転される。このと
き、サイクロコンバータのとる遅れ無効電力Q_Sは最大と
なり循環電流I_OU,I_OV,I_OWは最小値となる。

進相コンデンサCAP₁₁,CAP₁₂,CAP₂₁,CAP₂₂は、α_PU＝α
_NU＝α_PV＝α_NV＝α_PW＝α_NW＝90°のとき、負荷電流
I_U,I_V,I_Wが最大値をとるときのサイクロコンバータの遅
れ無効電力Q_CCを打ち消すように、Q_cap＝Q_cap11＋Q
_cap12＋Q_cap21＋Q_cap22を用意する。故にQ_cap11＝Q_cap/
4となる。

第３図は、循環電流I_OU＝I_OV＝I_OW≒０として、正群コ
ンバータSSP_U，SSP_V，SSP_Wの出力電流I_OU，I_OV，I_OWと
遅れ無効電力Q_SSP1の波形を表わす。ただし、α_PU≒α
_PV≒α_PW≒０として取扱っている。

電源トランスMTRのΔ結果の２次線に接続された正群コ
ンバータSDP_U,SDP_V,SDP_Wの遅れ無効電力Q_SDP1も同様に
なる。すなわち、 Q_SDP1＝Q_SSP1 となる。

一方、負群コンバータSSN_U，SSN_V及びSSN_Wの出力電流I
_NU,I_NV,I_NWは第３図の電流波形I_PU，I_PV及びI_PWとは位
相が180°ずれるが、無効電力Q_SSN1は、 Q_SSN1＝k_Q（I_NU・sinα_NU＋I_NU・sinα_NV＋I_NW・sinα
_NW）となり、前記正群コンバータのとる無効電力Q_SSN1
と一致する。

すなわち、 Q_SSP1＝Q_SDP1＝Q_SSN1＝Q_SDN1 ＝Q_CC/4 が成り立つ。進相コンデンサCAP₁₁，CAP₁₂，CAP₂₁，CAP
₂₂がとる進み無効電力Q_capを上記サイクロコンバータが
とれる遅れ無効電力Q_CCの最大値Q_CC（max）だけ用意し
た場合、常にQ_CC＝Q_capとなるように循環電流I_OU，
I_OV，I_OWが流れ、 Q_SSP1＝Q_cap11 を満足することになる。

すなわち、電源トランスMTRの２次側で、進相コンデン
サCAP₁₁がとる進み無効電力Q_cap11と正群コンバータSSP
_U,SSP_V,SSP_Wがとる遅れ無効電力Q_SSP1が完全に打ち消し
合いトランスMTRの２次巻線には有効電流だけが流れる
ことになる。

他の２次巻線も同様である。

サイクロコンバータCC−U,CC−V,CC−Ｗの出力端子は負
荷の各相毎に分離されており、入力側を共通にしても短
絡電流は流れることはない。

第１図の装置は、12パルスのサイクロコンバータについ
て説明したが、６パルスのサイクロコンバータでは、第
１の進相コンデンサCAP₁と第２の進相コンデンサCAP₂を
用意すればよく、また、24パルスのサイクロコンバータ
では、第１の進相コンデンサを４分割し、CAP₁₁,CAP₁₂,
CAP₁₃,CAP₁₄とし第２の進相コンデンサも４分割し、CAP
₂₁，CAP₂₂，CAP₂₃，CAP₂₄とすればよい。

第１図の装置は循環電流式サイクロコンバータについて
説明したが、非循環電流式サイクロコンバータの力率改
善に適用しても同様のことができるとは言うまでもな
い。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明のサイクロコンバータ装置では、
電源トランスMTRの２次側で完全に無効電力を打ち消し
合うことができ、当該トランスの容量を大幅に低減させ
ることが可能である。特に２次巻線に流れる電流が有効
電流だけとなり、従来の装置のように２次巻線の電流容
量を増やす必要がなくなる。

また、電源トランスの数は従来の装置の1/3となり、そ
の分のコスト低減を図れる。

さらに軽負荷運転時には電源トランスに流れる電流も小
さくなり、その分損失も小さくなって効率の良い運転が
可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のサイクロコンバータ装置の実施例を示
す構成図、第２図は第１図の装置の制御回路の実施例を
示す構成図、第３図は第１図の装置の動作を説明するた
めの波形図、第４図は従来のサイクロコンバータ装置の
構成図、第５図は第４図の装置の動作を説明するための
波形図である。 SUP…３相交流電源 MTR…電源トランス CAP₁₁,CAP₁₂…第１の進相コンデンサ CAP₂₁,CAP₂₂…第２の進相コンデンサ CC−U,CC−V,CC−Ｗ…循環電流式サイクロコンバータ U,V,W…交流負荷 SSP_U,SSP_U,SSP_W（正群コンバータ） SDP_U,SDP_V,SDP_W（正群コンバータ） SSN_U,SSN_V,SSN_W（負群コンバータ） SDN_U,SDN_V,SDN_W（負群コンバータ） L_OU1〜L_OU5…（直流リアクトル） L_OV1〜L_OV5…（直流リアクトル） L_OW1〜L_OW5…（直流リアクトル）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源と、各相毎に絶縁された負荷装置
と、当該負荷装置の各相毎に電流を供給するための正群
及び負群コンバータを有するサイクロコンバータと、当
該サイクロコンバータの各相正群コンバータの入力側共
通端子に接続された第１の進相コンデンサと、前記サイ
クロコンバータの各相負群コンバータの入力側共通端子
に接続された第２の進相コンデンサと、前記交流電源と
前記サイクロコンバータとの間に介在する電源トランス
とから構成されるサイクロコンバータ装置。
【請求項２】前記第１及び第２の進相コンデンサを前記
サイクロコンバータの制御パルス数に応じて分割したこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のサイクロコ
ンバータ装置。