JPH0152992B2

JPH0152992B2 -

Info

Publication number: JPH0152992B2
Application number: JP56157401A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1981-10-05
Filing date: 1981-10-05
Publication date: 1989-11-10
Also published as: JPS5858621A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は受電端の基本波力率を指令値に合わせ
て自由に制御する無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置に関するものである。

サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
で、交流可変速電動機等の駆動電源として広く使
われている。このサイクロコンバータはその構成
素子たるサイリスタを電源電圧によつて転流させ
るため電源から多くの無効電力をとる欠点があ
る。また、その無効電力は負荷側の周波数に同期
して常に変動している。このため電源系統設置の
容量を増大させるだけでなく、無効電力変動によ
り同一系統に接続された電気機器に種々の悪影響
を及ぼしている。

このようなサイクロコンバータの無効電力の変
動を補償する装置として従来、当該サイクロコン
バータの受電端に無効電力補償装置を接続してい
た。この無効電力補償装置は無効電力の変動を補
償するものであるから制御の応答速度が高くなけ
ればならず、サイリスタ等の半導体素子で構成さ
れており、高価なものである。

また最近、正群コンバータと負群コンバータの
間に直流リアクトルを設けた、いわゆる循環電流
式サイクロコンバータにおいて、当該サイクロコ
ンバータの受電端の無効電力変動を補償するた
め、上記循環電流を制御する無効電力制御形サイ
クロコンバータが提案されている。しかし、この
従来の無効電力制御形サイクロコンバータ装置で
は、出力１相分当り正群コンバータと負群コンバ
ータとが必ず対になつて構成される必要があり、
通常３相交流で駆動される誘導機や同期機に当該
サイクロコンバータを用いるには、電力変換器
（コンバータ）を少なくとも６台用意しなければ
ならない。そのため、主回路構成はもちろんのこ
とそれに付随する制御回路構成も複雑となり、高
価なものとなる欠点があつた。

本発明は以上に鑑みてなされたもので、主回路
構成が簡単で、しかも外部に特別な無効電力補償
装置を附加することなく、受電端の無効電力変動
を補償した無効電力制御形サイクロコンバータ装
置を提供することを目的とする。特に本発明は無
効電力制御の応答性に優れた無効電力サイクロコ
ンバータを提供することを目的とする。

第１図は本発明の無効電力制御形サイクロコン
バータ装置の実施例を示す構成図である。

図中、BUSは３相交流電源の電線路は、Ｃは
△又は接続された進相コンデンサ、TRは電源
トランス、CCは３相出力サイクロコンバータ本
体、Ｍは３相交流電動機である。サイクロコンバ
ータ本体CCは、３台の交直電力変換器（コンバ
ータ）SS₁，SS₂，SS₃及び中間タツプ付直流リア
クトルL₁，L₂，L₃とから構成されている。コン
バータSS₁，SS₂，SS₃の交流入力側は電源トラン
スTRによつて絶縁されており、直流側は一方向
の循環電流が流れるように直流リアクトルL₁，
L₂，L₃を介して△接続されている。いわゆる三
角形循環電流式サイクロコンバータを構成してい
る。直流リアクトルL₁，L₂，L₃の中間タツプが
３相交流電動機Ｍの３相巻線に接続されている。

一方、制御回路としては、循環電流指令演算器
RIO、演算増幅器K₀，K₁，K₂，K₃、位相制御回
路PH₁，PH₂，PH₃、比較器C₀，C₁，C₂，C₃、
加算器A₁，A₂，A₃及び負荷電流検出器CT_U，
CT_V，CT_Wが用いられる。

まず、３相交流電動機Ｍに供給する電流I_U，
I_V，I_Wの制御動作を説明する。

第２図はサイクロコンバータCCと電動機Ｍの
簡易等価回路を示すもので、電動機Ｍは△結線さ
れているものとして取扱つている。V₁，V₂，V₃
はコンバータSS₁，SS₂及びSS₃の出力電圧で正及
び負の値をとりうる。しかし、各コンバータの出
力電流I₁，I₂，I₃は一定方向の電流しか流れない。
電動機Ｍは△結線されており、その各々の巻線を
M_a，M_b，M_cとしている。なお、電動機Ｍが
結線されていても等価的には△結線におきかえる
ことができることは周知の通りである。各々の巻
線に流れる電流I_a，I_b，I_cを図示の方向にとり、
線電流I_U，I_V，I_Wとの関係式を求めると次のよう
になる。

I_a＝（I_U−I_V）／３ ……(1) I_b＝（I_V−I_W）／３ ……(2) I_c＝（I_W−I_U）／３ ……(3) ただし、I_U，I_V，I_W及びI_a，I_b，I_cは平衡した３
相正弦波電流として取扱つている。

第３図は第２図の各部波形図を示すものであ
る。線電流I_U，I_V，I_Wに対して相電流I_a，I_b，I_cは
上記(1)〜(3)式を満足している。コンバータSS₁，
SS₂，SS₃の出力電流I₁，I₂，I₃は負方向に流れ得
ないので、線電流I_U，I_V，I_Wの値によつて、図示
のように変化する。これは次の３つのモードに分
けて考えることができる。ただし、この場合、循
環電流I₀は零とする。

モード：I_V０、I_W０このときはSS₂の出力電流I₂は零となる。故に
I₁＝−I_V、I₃＝I_Wが流れる。

モード：I_W０、I_U０このときはSS₃の出力電流I₃は零となる。故に
I₁＝I_U、I₂＝−I_Wが流れる。

モード：I_U０、I_V０このときはSS₁の出力電流I₁は零となる。故に
I₂＝I_V、I₃＝−I_Uが流れる。

第２図の等価回路からもわかるように、各コン
バータの出力電圧が３相平衡状態にあるときには
次の電圧方程式が成り立つ。ただし、電動機Ｍの
３相巻線M_a，M_b，M_cの各々の抵抗をR_a，R_b，
R_cインダクタンスL_a，L_b，L_cとし、逆起電力E_a，
E_b，E_cとする。またｐ＝ｄ／dtは微分演算子であ
る。

V₁＝（R_a＋L_a・ｐ）・I_a＋E_a ……(4) V₂＝（R_b＋L_b・ｐ）・I_b＋E_b ……(5) V₃＝（R_c＋L_c・ｐ）・I_c＋E_c ……(6) 従つて、電流I_aを制御するにはV₁を変えてやる
ことにより、又電流I_b及びI_cを制御するには各々
V₂及びV₃を変えてやることにより、当該制御を
行なうことができる。

電流検出器CT_U，CT_V，CT_Wにより線電流I_U，
I_V，I_Wを検出し、(1)〜(3)式の演算を行なうことに
より相電流検出値I_a，I_b，I_cを求める。それらを
比較器C₁，C₂，C₃に入力し、相電流指令値I^* _a，
I^* _b，I^* _cと比較する。各々の偏差ε₁＝I^* _a−I_a、ε₂＝
I^* _b−I_b、ε₃＝I^* _c−I_cを増幅器K₁，K₂，K₃で増幅
し、位相制御回路PH₁，PH₂，PH₃に各々入力す
る。

例えば、I_aの制御において、I_a＜I^* _aの場合、ε₁
が増加し、ε₁・K₁に比例した値だけコンバータ
SS₁の出力電圧V₁を増加させ、(4)式で示される相
電流I_aを増加させる。最終的に、I_a＝I^* _aになるよ
うに制御される。逆にI_a＞I^* _aとなつた場合には、
ε₁が減少し、V₁が減つて、I_aを減少させ、やは
り、I_a＝I^* _aに制御される。

同様にI_b＝I^* _b、I_c＝I^* _cになるように制御される。
相電流I_a，I_b，I_cが第３図に示されるように３相
平衡正弦波電流として制御されれば、当然電動機
Ｍの入力電流たる線電流I_U，I_V，I_Wも図示の如
く、３相平衡正弦波電流となる。

次に、循環電流制御の動作を説明する。

循環電流の指令値I^* ₀は後で説明する循環電流指
令演算器RIOから発生させられる。比較器C₀によ
つて循環電流検出値I₀とその指令値I^* ₀を比較し偏
差ε₀＝I^* ₀−I₀を求め、増幅器K₀を介して加算器
A₁，A₂，A₃に入力する。従つて、位相制御回路
PH₁，PH₂，PH₃の入力ε₄，ε₅，ε₆は次のように
なる。

ε₄＝ε₁・K₁＋ε₀・K₀ ……(7) ε₅＝ε₂・K₂＋ε₀・K₀ ……(8) ε₆＝ε₃・K₃＋ε₀・K₀ ……(9) 従つて、各コンバータの出力電圧V₁，V₂，V₃
は上記ε₀・K₀に比例した分だけ直流バイアスさ
れた形で大きくなり、直流リアクトルL₁，L₂，
L₃を介して循環電流I₀が流れる。

循環電流I₀がその指令値I^* ₀より大きくなると、
偏差ε₀＝I^* ₀−I₀が負となり、V₁，V₂，V₃が前述
とは逆方向に直流バイアスされてI₀を減少させ
る。最終的に、I₀＝I^* ₀になるように制御される。
上記直流バイアス電圧は直流リアクトルL₁，L₂，
L₃の抵抗分が十分小さければ、定常状態（I₀≒
I^* ₀）において、ほとんど零に近くなつて落ち着
く。

I₀≒I^* ₀の定常状態では各コンバータの出力電圧
は平衡しており、V₁，V₂，V₃は次式を満足して
いる。

V₁＋V₂＋V₃＝０ ……(10) 従つて、コンバータSS₁，SS₂及びSS₃の点弧位
相角α₁，α₂及びα₃は次の関係式を満足している。

cosα₁＋cosα₂＋cosα₃＝０ ……(11) 各コンバータの入力電流をI_SS1，I_SS2，I_SS3とし
た場合、それらの有効電流分I_p1，I_p2，I_p3及び無
効電流分I_q1，I_q2，I_q3は次のようになる。

I_p1＝I_SS1・cosα₁＝ｋ・I₁′・cosα₁ ……(12) I_p2＝I_SS2・cosα₂＝ｋ・I₂′・cosα₂ ……（13） I_p3＝I_SS3・cosα₃＝ｋ・I₃′・cosα₃ ……（14） I_q1＝I_SS1．sinα₁＝kI₁′・sinα₁……（15） I_q2＝I_SS2・sinα₂＝kI₂′・sinα₂……（16） I_q3＝I_SS3・sinα₃＝kI₃′・sinα₃……（17）ただし、ｋはコンバータの変換定数である。

ここで、I₁′，I₂′，I₃′は循環電流I₀を含む各コン
バータの出力電流で、次のように与えられる。

I₁′＝I₁＋I₀ ……（18） I₂′＝I₂＋I₀ ……（19） I₃′＝I₃＋I₀ ……（20）従つて、サイクロコンバータ全体の入力電流
I_CCの有効分I_p0と無効分I_Q0は、 I_p0＝I_p1＋I_p2＋I_p3＝ｋ｛I₁cosα₁＋I₂cosα₂＋I₃cos
α₃＋I₀（cosα₁＋cosα₂＋cosα₃）｝＝ｋ（I₁cosα₁＋I₂cosα₂＋I₃cosα₃） ……（21） I_Q0＝I_q1＋I_q2＋I_q3＝ｋ｛I₁sinα₁＋I₂sinα₂＋I₃sinα₃＋I₀（sinα₁＋sinα₂＋sinα₃）｝……（22）となる。すなわち循環電流I₀を流すことにより、
有効分I_p0には変化なく無効分I_Q0だけを増加させ
ることができる。

当該サイクロコンバータの遅れ無効電流I_Q0と、
受電端に接続した進相コンデンサＣの進み無効電
流Icapとがちようど等しくなるように循環電流I₀
を制御すれば受電端の基本波力率は常に１に保持
される。

第４図は、第１図の中の循環電流指令演算器
RIOの具体的な構成図を示すものである。図中
K〓₁，K〓₂，K〓₃は演算増幅器、LM₁，LM₂，LM₃
はリミツタ回路、SQ₁，SQ₂，SQ₃は２乗演算回
路、SQR₁，SQR₂，SQR₃は平方根演算回路、
ML₁，ML₂，ML₃は乗算器、DIVは割算器、VR
は無効電力設定器、AD₁〜AD₆は、加算器であ
る。

入力信号ε₄，ε₅，ε₆は第１図の位相制御回路
PH₁，PH₂及びPH₃の入力信号で点弧位相角α₁，
α₂，α₃に対して各々ε₄∝cosα₁、ε₅∝cosα₂、ε₆
∝
cosα₃の関係がある。演算増幅器K〓₁，K〓₂，K〓₃
はその比例定数となるもので、cosα₁＝ε₄・K〓₁、
cosα₂＝ε₅・K〓₂，cosα₃＝ε₆・K〓₃の関係がある。
次のリミツト回路LM₁，LM₂，LM₃は各々、−１
cosα₁＋１、−１cosα₂＋１、−１cosα₃
＋１を満足するように、上限下限を決めるため
のものである。このようにして求めた余弦値
cosα₁を次の２乗演算回路SQ₁で２乗し、その反
転値を加算器AD₁によつて単位電圧１に加え、平
方根演算回路SQR₁を通すことによつて、正弦値
sinα₁＝√１−² ₁に変換することができる。
同様にcosα₂からsinα₂がまた、cosα₃からsinα₃が
演算される。

もう一方の入力信号I₁，I₂，I₃は循環電流I₀が
流れないときの各コンバータの出力電流で、負荷
電流検出値から求められる。第５図にI₁，I₂，I₃
の具体的な検出回路を示す。図中I_U，I_V，I_Wは負
荷に供給される線電流検出値でこの場合電流源と
見ることができる。また、D₁，D₂，D₃は整流器、
R₁，R₂，R₃は抵抗で、当該抵抗R₁，R₂，R₃に流
れる電流がI₁，I₂，I₃の検出値となる。第６図は
負荷電流検出値I_U，I_V，I_Wに対する抵抗R₁，R₂，
R₃に流れる電流I₁，I₂，I₃の関係を表わす波形図
で、第３図に示したものと全く同じになることが
わかる。すなわち循環電流I₀が流れないときの各
コンバータの出力電流I₁，I₂，I₃が検出されるの
である。

このようにして求められた信号I₁，I₂，I₃を第
４図の乗算器ML₁，ML₂，ML₃に入力し、各々
を前記sinα₁、sinα₂及びsinα₃を掛け算する。さら
にこれらを加算器AD₄によつて加え合わせ、その
反転値を次の加算器AD₅に入力する。この加算器
AD₅には、無効電力設定器VRからの信号I^* _capが入
力されており、その出力信号ａは次のようにな
る。

ａ＝I^* _cap−（I₁・sinα₁＋I₂・sin
α₂＋I₃・sinα₃）また、前記正弦値sinα₁、sinα₂、sinα₃は、加算
器AD₆によつて加え合わせられ、次の信号ｂが発
生させられる。

ｂ＝sinα₁＋sinα₂＋sinα₃ この２つの信号ａ及びｂを割算器DIVに入力
し、ａ／ｂの演算を行ない、その結果、循環電流
指令値I^* ₀として次式のものが与えられる。

I^* ₀＝I^*／_cap−（I₁・sinα₁＋I₂si
nα₂＋I₃sinα₃）／sinα₁＋sinα₂＋sinα₃……（23）
循環電流I₀が当該脂令値I^* ₀に等しくなるように
制御されれば、（22）式で示されるサイクロコン
バータの入力電流I_CCの無効分I_Q0は、 I_Q0＝ｋ｛I₁sinα₁＋I₂sinα₂＋I₃sinα₃＋I^* ₀（sinα₁＋sinα₂＋sinα₃）｝＝ｋ・I^* _cap となる。故に、I^* _cap＝Icap／ｋに選ぶことにより、
I_Q0＝Icapとなつて受電端の無効電力を零に制御
することができ、基本波力率は１に保持される。

なお、循環電流I₀の検出値は、例えば第１図の
コンバータSS₁の出力電流I′₁を検出し、前記負荷
電力から求めたI₁を差し引くことによつて求めら
れる。すなわち、（18）式からI₀＝I′₁−I₁となる。

以上の如く、本発明の無効電力制御形サイクロ
コンバータ装置は、外部に特別な無効電力補償装
置を設けることなく、受電端の基本波力率が常に
１になるように制御することができ、しかも従来
装置に比較して、主回路構成が簡単で経済的にな
る利点を有する。さらに負荷に供給される電流値
とコンバータの点弧位相から直接的に循環電流指
令値を演算しているため、従来必要とされた受電
端の無効電力検出器がいらなくなり、当該検出器
の検出遅れに伴なう制御誤差がなくなり、追従性
の良い無効電力制御特性が得られるようになつ
た。

なお、実施例では循環電流指令I^* ₀を求めるとき
負荷電流I_U，I_V，I_Wの検出値からI₁，I₂，I₃を求
め、演算に使用したが、負荷電流の相電流I_a，
I_b，I_cがその指令値I^* _a，I^* _b，I^* _cに等しく制御され
る場合には、当該指令値I^* _a，I^* _b，I^* _cから前記I₁，
I₂，I₃を演算し、上記I^* ₀の演算に使うことができ、
より応答性の良い制御系を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の無効電力制御形サイクロコン
バータ装置の一実施例を示す構成図、第２図は、
第１図の主回路の簡易等価回路図、第３図は、第
２図の各部電流波形図、第４図は第１図の中の循
環電流指令演算器の具体例を示す構成図、第５図
は、循環電流が流れないときのコンバータ出力電
流を検出するための回路図、第６図は第５図の各
部波形図をそれぞれ表わす。 BUS……３相電源電線路、Ｃ……進相コンデ
ンサ、TR……電源トランス、CC……サイクロコ
ンバータ本体、Ｍ……３相交流電動機負荷、
SS₁，SS₂，SS₃……電力変換器（コンバータ）、
L₁，L₂，L₃……直流リアクトル、RIO……循環
電流指令演算器、C₀，C₁，C₂，C₃……比較器、
K₀，K₁，K₂，K₃……演算増幅器、A₁，A₂，A₃
……加算器、PH₁，PH₂，PH₃……位相制御回
路。

Claims

【特許請求の範囲】

１受電端に接続した進相コンデンサと、交流側
が電源トランスによつて絶縁され、直流側が一方
向の循環電流が流れるように構成された少なくと
も３台の交直電力変換器（コンバータ）と、当該
コンバータ間に接続された直流リアクトルと、上
記コンバータから電流供給を受ける多相負荷と、
前記コンバータの点弧位相を制御する位相制御回
路と、負荷電流制御回路と、循環電流制御回路
と、受電端の無効電力を制御するため前記位相制
御回路の入力信号と負荷電流値から演算によつて
上記循環電流の指令値を求める手段とからなる無
効電力制御形サイクロコンバータ装置。