JPH0683576B2 - 高周波電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、交流電動機を駆動するサイクロコンバータ、
あるいは直流電動機を駆動する他励コンバータ等の高周
波電源装置に関する。

（従来の技術） 第８図は、従来の高周波電源装置の構成図を示す。

図において、SUPは交流電源，L_Sは交流リアクトル,CC−
１は第１のサイクロコンバータ,CC−２は第２のサイク
ロコンバータ,TANKは高周波タンク回路,IMは誘導電動機
を表わす。

第２のサイクロコンバータCC−２と誘導電動機IMは、高
周波電源（第１のサイクロコンバータCC−１＋タンク回
路TANK）の負荷となる。

第１および第２のサイクロコンバータCC−1,CC−２は、
タンク回路TANKの電圧を利用して自然転流する。

第１のサイクロコンバータCC−１は、交流電源SUPから
電力供給を受け、高周波に変換してタンク回路に供給す
る。

また、第２のサイクロコンバータCC−２はタンク回路TA
NKを高周波電圧源とし、可変電圧可変周波数の電力に変
換して、誘導電動機IMに供給する。

（発明が解決しようとする問題点） 上記従来の高周波電源装置は、次のような問題点があ
る。

すなわち、高周波タンク回路TANKの周波数は負荷が軽い
ときには、タンク回路を構成するコンデンサC_Tとリアク
トルL_Tによって、次式のように決定される周波数ｆ_Ｔ≒
一定となる。

しかし、負荷が増加してくると、それに伴ってサイクロ
コンバータCC−１およびCC−２がとる遅れ無効電力が大
きくなり、周波数ｆ_Ｔは（１）で決まる値より大きくな
ってしまう。従って高周波電源装置としての周波数ｆ_Ｔ
が安定せず、自然転流を行っているサイクロコンバータ
の転流限界に影響を与え、最悪の場合、転流失敗をひき
起こし、制御不能におちいることさえある。

また、高周波電源の周波数が一定していないため、サイ
クロコンバータCC−１及びCC−２の出力電圧の高調波成
分が変化し、当該高調波を除去するフィルタ定数が定ま
らず、いきおい広い領域をカバーできるフィルタとな
り、容量が増大してしまう欠点があった。

また、従来の高周波電源装置は、負荷の急変に対して、
何の対策もほどこしていないため、高周波タンク回路の
電圧が変動し、自然転流を行っているサイクロコンバー
タを転流失敗させ、制御不能におちいる等の問題が発生
した。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、高周
波電源装置の周波数を安定させ、かつ、負荷急変に対し
ても制御応答を良くし、高周波電圧をほぼ一定に保ち、
転流失敗のない高周波電源装置を提供することを目的と
する。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、交流電源と、
該交流電源に出力側端子を接続した循環電流式サイクロ
コンバータと、該サイクロコンバータの入力側端子に接
続された進相コンデンサと、当該進相コンデンサを高周
波電圧源とする負荷装置と、前記進相コンデンサに印加
される電圧の波高値をほぼ一定に制御する手段と、当該
電圧波高値制御手段からの出力信号により、前記交流電
源から供給される電流を制御する手段と、当該電流制御
手段からの出力信号に応じて、前記循環電流式サイクロ
コンバータの位相を制御する手段と、当該位相制御手段
に位相基準信号を与える外部発振器とを具備している。

（作用） 循環電流式サイクロコンバータは、進相コンデンサに印
加される電圧の波高値がほぼ一定になるように電源から
供給される電流を制御するもので、その循環電流は無制
御となっている。サイクロコンバータの位相制御回路に
与えられる位相基準信号は、外部発振器によって作られ
る。このため、進相コンデンサに印加される電圧の周波
数と位相は、外部発振器から与えられる位相基準信号の
周波数と位相に一致するように、前記サイクロコンバー
タの循環電流が自動的に調整される。

このため、進相コンデンサに印加される電圧の周波数と
位相は、一意的に決定され、負荷が変化しても一定に保
たれる。また、当該進相コンデンサの電圧の波高値は、
その指令値に一致するように制御され、ほぼ一定に保持
される。さらに、負荷電力に比例した量の補正値を、前
記電圧波高値制御手段からの出力信号に加えて、前記電
流制御手段に与えるようにしているため、応答が改善さ
れ、負荷の急変に対しても前記進相コンデンサの電圧波
高値は一定に保たれる。

この結果、循環電流式サイクロコンバータ自体の転流失
敗がなくなるばかりでなく、負荷装置を構成する他励コ
ンバータやサイクロコンバータも転流失敗しなくなる。

また、周波数が安定するため、フィルタ等の設計が簡単
になり、より精密な定数を選ぶことにより、フィルタ設
備の容量を低減させることが可能となる。

（実施例） 第１図は、本発明の高周波電源装置の実施例を示す構成
図である。

図中、SUPは交流電源，L_Sは交流リアクトル,CCは循環電
流式サイクロコンバータ,CAPは進相コンデンサ,LOADは
負荷装置である。

また、制御回路として、電流検出器CT_S，電圧検出器P
T_S,PT_C，整流回路D,電圧制御回路AVR,加算器AD₁,AD₂，
乗算器ML,電流制御回路ACR,位相制御回路PHC,外部発振
器O_SCが用意されている。

循環電流式サイクロコンバータCCは、進相コンデンサCA
Pに印加される電圧V_a，V_b，V_cの波高値V_capがほぼ一定
になるように交流電源SUPから供給される電流I_Sを制御
する。

また、負荷装置LOADは、例えば、サイクロコンバータ駆
動の誘導電動機等で、前記高周波進相コンデンサCAPを
３相電圧源として当該サイクロコンバータにより誘導電
動機に可変電圧可変周波数の交流電力を供給する。

循環電流式サイクロコンバータCCの位相制御には、外部
発振器O_SCからの３相基準電圧e_a，e_b，e_cの信号を用い
ており、上記進相コンデンサCAPの電圧V_a，V_b，V_cの周
波数と位相は、当該基準電圧e_a，e_b，e_cの周波数と位相
に一致する。

第２図は、第１図の主回路構成の具体的な実施例を示す
もので、循環電流式サイクロコンバータCCは、Ｒ相,S
相,T相の各サイクロコンバータCC−R,CC−Ｓ及びCC−Ｔ
から構成されている。

Ｒ相サイクロコンバータCC−Ｒは、正群コンバータS
P_R，負群コンバータSN_R及び直流リアクトルL_O1-R，L
_O2-Rで構成されており、その出力側端子は交流リアクト
ルL_SRを介して、電源トランスTrの２次巻線に接続され
ている。

Ｓ相,T相も同様である。

また、各相サイクロコンバータの入力側端子は、高周波
進相コンデンサ（３相）に接続されており、さらに当該
端子は負荷装置LOAD（例えばサイクロコンバータ＋誘導
電動機）に接続されている。

以下、その詳細な動作説明を行う。

まず、進相コンデンサCAPの電圧V_a，V_b，V_cを確立させ
るための起動動作を説明する。

３相交流電源SUPの各相の電圧は次式のように表わせ
る。ただし、V_smは電源電圧波高値，ω_s＝２πｆ_ｓは源
角周波数とする。

V_R＝V_sm・sinω_sｔ …（２） V_S＝V_sm・sin（ω_sｔ−２π/3） …（３） V_T＝V_sm・sin（ω_sｔ＋２π/3） …（４） 当該電源の周波数ｆ_ｓ（50Hzあるいは60Hz）に対して、
サイクロコンバータCCの入力側（進相コンデンサ側）の
周波数ｆ_capが十分高いものとすれば、ある微小時間の
間、上記電源電圧V_R,V_S,V_Tを直流電圧に置き換えること
ができる。

そこで、Ｒ相電圧が正の期間を考えて、負群コンバータ
SN_Rを介して、進相コンデンサCAPに電圧を確立させる動
作を説明する。

第３図は、Ｒ相負群コンバータSN_Rと、進相コンデンサC
_ab，C_bc，C_caと交流リアクトルL_SR及びＲ相電源電圧V_R
の関係を示す等価回路である。当然のことながら、他の
Ｓ相及びＴ相のサイクロコンバータを介しても進相コン
デンサC_ab，C_bc，C_caに充電制御されるが、ここでは説
明を簡単にするため、Ｒ相サイクロコンバータCC−Ｒだ
けで動作説明を行う。

第３図の回路で、サイリスタS₂とS₄に点弧パルスが入っ
た場合、充電電流I_Rは、電源V_R ⁺→リアクトルL_SR→サイ
リスタS₄→コンデンサC_ab→サイリスタS₂→電源V_R ^-の経
路と、電源V_R ⁺→リアクトルL_SR→サイリスタS₄→コンデ
ンサC_ca→コンデンサC_bc→サイリスタS₂→電源V_R ^-の経
路に流れる。この結果、コンデンサC_abには、電源電圧V
_Rが充電され、コンデンサC_bc，C_caには−V_R/2の電圧が
印加される。

第４図（ａ）は、負群コンバータSN_RのサイリスタS₁〜S
₆の点弧モードを示すもので、第１図の外部発振器O_SCか
らの３相基準信号e_a，e_b，e_cに同期して点弧パルスが与
えられる。第３図のモードの後は、サイリスタS₃に点弧
パルスが与えられる。すると、コンデンサC_bcに充電さ
れた電圧によって、サイリスタS₂に逆バイアス電圧が印
加され、S₂はオフする。すなわち、起動時には進相コン
デンサCAPは転流コンデンサの役目をはたす。サイリス
タS₄とS₃がオンすると、コンデンサC_ab，C_bc，C_caに印
加される電圧も変化する。

第４図（ｂ）は、（ａ）のモードで点弧されたときの第
３図のa,b端子間の電圧V_a-bと相電圧V_aの波形を表わ
す。電圧V_a-bは、リアクトルL_SRを介して充電されるた
め、破線の如く除々に立上る。その時間を２δとした場
合、V_a-bの基本波成分はδだけ遅れる。相電圧V_aは、当
該線間電圧V_a-bに対して（π/6）ラジアンだけ位相が遅
れる。

第４図の点弧モードと相電圧V_aを比較するとわかるよう
に、起動時の位相制御角α_NRは、 α_NR＝π−δ（ラジアン） …（５） となっている。δはあまり大きくないので、近似的には
α_NR≒180°で運転されていることになる。このときの
コンバータSN_Rの出力電圧V_NRは、第３図の矢印の方向を
正と考えると、 V_NR＝−ｋ・V_cap・cosα_NR …（６） となっている。だしｋは比例定数，V_capはコンデンサの
相電圧波高値とする。

当該出力電圧V_NRが電源電圧V_Rとつり合っている。しか
し、このままでは、進相コンデンサCAPには、当該電源
電圧V_R以上の電圧は充電されない。

そこで、点弧位相角α_NRを90°の方向に少しずらしてや
る。すると、（６）式で示される出力電圧V_NRが減少
し、V_R＞V_NRとなる。この結果、充電電流I_Rが増大し、
コンデンサ電圧V_capを増大させ、V_R＝V_NRとなって落ち
つく。このときI_R＝０となっている。さらにV_capを増大
させたいときは、α_NRをさらに90°の方向にずらし、出
力電圧V_NRを減少させることにより達成できる。α_NR＝9
0°ではV_NR＝0^Vとなり、理論的には電源電圧V_Rがごくわ
ずかな値でもコンデンサ電圧V_capを大きな値に充電する
ことができる。しかし、実際には、回路損失があるた
め、その分の電力供給は必要不可欠のものとなる。

このようにして進相コンデンサCAPの電圧V_capを任意の
値に充電することができる。

電源電圧V_Rが負の値になった場合には、正群コンバータ
SP_Rを介して同様に充電制御される。

Ｓ相及びＴ相のサイクロコンバータCC−S,CC−Ｔを介し
ても同様に進相コンデンサCAPに充電電流I_S，I_Tを供給
している。

マクロ的に見た場合、３相電源から供給される有効電力
P_Sは、入力力率＝１とした場合、 P_S＝V_R・I_R＋V_S・I_S＋V_T・I_R …（７） となり、エネルギーP_S・ｔが、進相コンデンサCAPに、 となって蓄積される。進相コンデンサCAPに印加される
電圧V_capを高くするには、（７）式の有効電力P_Sを増加
させればよく、逆にV_capを低くしたい場合にはP_Sを負の
値にすればよい。この制御を循環電流式サイクロコンバ
ータCCが行っている。

このようにして確立された、進相コンデンサCAPの電圧V
_a，V_b，V_cが、第１図の位相制御回路PHCに与えられる３
相基準電圧e_a，e_b，e_cの周波数と位相に一致することを
次に説明する。

ここでも、Ｒ相サイクロコンバータCC−Ｒを例にとって
説明を行う。

Ｒ相サイクロコンバータCC−Ｒは電源から供給される入
力電流I_Rを制御するため、電源電圧V_Rに応じて、その出
力電圧V_CRを変化させている。CC−Ｒの出力電圧V_CRは正
群コンバータSP_Rの出力電圧V_PRと負群コンデンサSN_Rの
出力電圧V_NRの平均値で、次のように表わされる。

V_CR＝（V_PR＋V_NR）/2 …（９） また、循環電流I_ORは、上記正群及び負群コンバータの
出力電圧の差V_PR−V_NRが直流リアクトルL_O1-R，L_O2-Rに
印加されることにより流れる。すなわち、V_PR＞V_NRの場
合、I_ORは増加し、逆にV_PR＜V_NRの場合、I_ORは減少す
る。

通常は、V_PR≒V_NRとなって循環電流I_ORの増減はない。
このとき点弧位相角は、 α_NR≒180°−α_PR …（10） の条件を満足している。

第５図は、α_PR＝45°，α_NR＝135°の場合の位相制御
基準信号e_a，e_b，e_cと、正群及び負群コンバータの点弧
パルス信号を表わす。

基準信号e_a，e_b，e_cは、外部発振器O_SCから与えられる
もので、次式のように表わせる。

e_a＝sin（ω_C・ｔ） …（11） e_b＝sin（ω_C・ｔ−２π/3） …（12） e_c＝sin（ω_C・ｔ＋２π/3） …（13） ここで、ω_C＝２πｆ_Ｃは高周波の角周波数で例えば、
ｆ_Ｃ＝1kHz程度に選ばれる。

進相コンデンサCAPの相電圧V_a，V_b，V_cが上記基準電圧e
_a，e_b，e_cの周波数と位相に一致している場合、コンバ
ータSP_R，SN_Rの出力電圧は次のようになる。

V_PR＝ｋ・V_cap・cosα_PR …（14） V_NR＝−ｋ・V_cap・cosα_NR …（15） 故に、（10）式を満足している限り、V_PR≒V_NRとなって
循環電流I_ORの増減はない。

この状態から仮にコンデンサ電圧の周波数ｆ_capが低く
なり、第５図の破線のようにＶ′_a,V′_b,V′_cとなった
場合を考える。

コンバータSP_Rの点弧位相角は、α_PRからα′_PRに、ま
た、SN_Rの点弧位相角はα_NRからα′_NRに変化する。こ
の結果、V_PR＞V_NRとなり、Ｒ相サイクロコンバータCC−
Ｒの循環電流I_ORを増大させる。

同様に、Ｓ相及びＴ相のサイクロコンバータCC−Ｓ及び
CC−Ｔの循環電流I_OS，I_OTも増大する。

当該循環電流I_OR，I_OS，I_OTは、進相コンデンサCAP側か
ら見た場合、サイクロコンバータCCの入力側の遅れ無効
電力となる。

第６図は、サイクロコンバータCCの入力側の１相分の等
価回路を表わしたもので、サイクロコンバータCCは、遅
れ電流をとる可変インダクタンスL_ccに置き換えられ
る。この回路の共振周波数ｆ_capは、次式のようにな
る。

循環電流が増大することは、等価インダクタンスL_ccが
減少することに等しく、上記周波数ｆ_capは増大し、
Ｖ′_a,V′_b,V′_cの周波数ｆ_capは基準電圧e_a，e_b，e_cの
周波数ｆ_ｃに近ずく。

同様にｆ_cap＞ｆ_ｃとなった場合には、循環電流I_OR，I
_OS，I_OTが減少し、L_ccが大きくなって、やはり、ｆ_cap
＝ｆ_ｃとなって落ち着く。

進相コンデンサCAPの電圧の位相が基準電圧の位相より
遅れた場合には、上記ｆ_cap＜ｆ_ｃとなったときと同様
に循環電流が増加し、進相コンデンサCAPの電圧位相を
進める。逆に進相コンデンサCAPの電圧位相が基準電圧
より進んだ場合には、上記ｆ_cap＞ｆ_ｃとなったときと
同様に、循環電流が減少し、進相コンデンサCAPの電圧
位相を遅らせる。このようにして、進相コンデンサCAP
の電圧V_a，V_b，V_cは、基準電圧e_a，e_b，e_cと同一周波
数，同位相となるように循環電流の大きさが自動的に調
整されるものである。故に当該コンデンサ電圧V_a，V_b，
V_cは次式のように表わされる。

V_a＝V_cap・sin（ω_C・ｔ） …（17） V_b＝V_cap・sin（ω_C・ｔ−２π/3） …（18） V_c＝V_cap・sin（ω_C・ｔ＋２π/3） …（19） ただし、V_capは電圧波高値である。

次に、第１図にもどって上記進相コンデンサCAPの電圧
波高値V_capを一定に制御する動作説明を行う。

まず、電圧検出器PT_Cによって、進相コンデンサCAPの電
圧V_a，V_b，V_cを検出し、それを整流器Ｄを介して、電圧
波高値V_capを検出する。

電圧制御回路AVRでは、上記電圧検出値V_capとその指令
値▲V^* _c▼_apを比較して、その偏差ε_V＝▲V^* _c▼_ap−V
_capを増幅（K_V倍とする）して、 ΔI_m＝K_V・ε_V …（20） を加算器AD₁に入力する。

一方、負荷LOADが消費する有効電力P_Lを検出し、比例増
幅器K_Lを介して I_mo＝K_L・P_L …（21） を前記加算器AD₁に入力する。

加算器AD₁は、上記I_moとΔI_mを加え合わせI_m＝I_mo＋ΔI
_mを乗算器MLに入力する。

また、電圧検出器PT_Sによって、電源電圧V_R，V_S，V_Tを
検出し、比例増幅器K_Sを介して、次の３相単位正弦波φ
_R，φ_S，φ_Tを求める。

φ_R＝（V_R／V_sm）＝sinω_Sｔ …（22） φ_S＝（V_S／V_sm）＝sin（ω_Sｔ−２π/3） …（23） φ_T＝（V_T／V_sm）＝sin（ω_Sｔ＋２π/3） …（24） 乗算器MLは、上記３相単位正弦波φ_R，φ_S，φ_Lと前記
入力電流波高値指令I_mと掛け合わせ、次の入力電流指令
値▲I^* _R▼，▲I^* _S▼，▲I^* _T▼を電流制御回路ACRに与え
る。

▲I^* _R▼＝I_m×φ_R＝I_m・sinω_Sｔ …（25） ▲I^* _S▼＝I_m×φ_S＝I_m・sin（ω_Sｔ−２π/3）…（26） ▲I^* _T▼＝I_m×φ_T＝I_m・sin（ω_Sｔ＋２π/3）…（27） 電流制御回路ACRでは、上記電流指令値▲I^* _R▼，▲I^* _S
▼，▲I^* _T▼と電流検出器CT_Sによって検出された入力電
流I_R，I_S，I_Tとを各々比較し、各偏差ε_R＝▲I^* _R▼−
I_R，ε_S＝▲I^* _S▼−I_S，ε_T＝▲I^* _T▼−I_Tを増幅して、
位相制御回路PHCに入力する。

第７図はＲ相サイクロコンバータの電流制御回路及び位
相制御回路を示すもので、C_Rは比較器，G_I（Ｓ）は電流
制御補償回路，AD_Rは加算器,INVは反転増幅器，PHP_Rは
正群コンバータの位相制御回路，PHN_Rは負群コンバータ
の位相制御回路を示す。

比較器C_Rによって、Ｒ相電流指令値▲I^* _R▼と実電流I_R
が比較され、偏差ε_R＝▲I^* _R▼−I_Rが電流制御補償回路
G_I（Ｓ）に入力される。

G_I（Ｓ）は反転増幅器でε_Rを−K_I倍する。その値−K_I
・ε_Iを加算器AD_Rに入力し、電源電圧V_Rに比例した補償
量e_Rと加え合わせ１つは直接正群コンバータの位相制御
回路PHP_Rに入力し、他の１つは反転増幅器INVを介し
て、負群コンバータの位相制御回路PHN_Rに入力する。

当該PHP_RおよびPHN_Rへの入力信号ｖ_αＰ及びｖ_αＮは次
式のようになる。

ｖ_αＰ＝e_R−K_{I εＲ} …（28） ｖ_αＮ＝−（e_R−K_{I εＲ}） …（29） 正群コンバータSR_Rの出力電圧V_PRは上記入力信号ｖ_αＰ
に比例した値となり、また、負群コンバータSN_Rの出力
電圧V_NRは、第１図の矢印の方向を正の値にとった場
合、上記入力ｖ_αＮの反転値に比例した値となる。

（28），（29）式において偏差ε_R＝０とした場合、位
相制御入力信号はｖ_αＰ＝e_R,v_αＮ＝−e_Rとなり、各コ
ンバータの出力電圧は、 V_PR＝k_C・ｖ_αＰ＝k_C・e_R …（30） V_NR＝−k_C・ｖ_αＮ＝k_C・e_R …（31） となり、Ｒ相サイクロコンバータCC−Ｒの出力電圧V_CR
としては、 V_CR＝（V_PR＋V_NR）/2＝k_C・e_R …（32） となる。この電圧はＲ相電源電圧V_Rと等しくなるように
e_Rが与えられ、V_CR＝V_Rとなって入力電流I_Rの増減はな
い。

▲I^* _R▼＞I_Rとなった場合、偏差ε_Rは正の値となり、Ｒ
相サイクロコンバータの出力電圧V_CRは、電源電圧V_Rよ
り小さくなって、入力電流I_Rを増加させる。

逆に▲I^* _R▼＜I_Rとなった場合、偏差ε_Rは負の値とな
り、V_CRはV_Rより大きくなって、入力電流I_Rを減少させ
る。

従って、I_R≒▲I^* _R▼となるように制御される。

Ｓ相及びＴ相の入力電流I_S，I_Tも同様にその指令値▲I^*
_S▼，▲I^* _T▼に一致するように制御される。

当該指令値▲I^* _R▼，▲I^* _S▼，▲I^* _T▼は（25）〜（2
7）式で示されるように電源電圧V_R，V_S，V_Tに同期した
正弦波で与えられるため、常に入力力率は１となり、し
かも高調波成分の少ない入力電流となる。

さて、第１図の制御回路において▲V^* _c▼_ap＞V_capとな
った場合を考える。

偏差ε_V＝▲V^* _c▼_ap−V_capは正の値となり、電圧制御回
路AVRの出力ΔI_m＝K_V・ε_Vも正の値となって増加する。
故に入力電流波高値I_mも増大し、電源SUPから供給され
る有効電力P_Sを増大させる。従って、（８）式で示した
エネルギーが進相コンデンサCAPに蓄積され、その電圧
波高値V_capを増加させる。最終的にV_cap≒▲V^* _c▼_apと
なって落ち着く。

逆に▲V^* _c▼_ap＜V_capとなった場合、偏差ε_Vは負の値と
なり、ΔI_mも負の値となって入力電流波高値I_mを減少さ
せる。故に、電源SUPから供給される有効電力P_Sが減少
し、その分進相コンデンサCAPに印加され電圧の波高値V
_capを減少させ、やはり、V_cap≒▲V^* _c▼_apとなるように
制御される。

以上のようにして、進相コンデンサCAPの電圧V_capはほ
ぼ一定に保持されるが、ここで負荷が急変した場合の動
作を説明する。

進相コンデンサCAPに蓄積されるエネルギーは、正確に
は電源SUPから供給される電力P_Sと、負荷装置LOADが消
費する電力P_Lの差によって、次の式のように決定され
る。ただし、変換器の損失を十分無視できるものとして
考えている。

負荷P_Lが増加した場合、進相コンデンサCAPの電圧V_cap
が減少し、▲V^* _c▼_ap＞V_capとなって、ΔI_mが増加し、
電源SUPから供給される電力P_Sが増えて、電圧V_capをも
とにもどすことになる。

従って、負荷P_Lの変化がゆっくりしている場合は、上記
電圧制御が追従して、V_cap＝▲V^* _c▼_apが成り立つが、
負荷P_Lが急変した場合には、その過渡状態において、V
_cap≠▲V^* _c▼_apとなってしまう。当該負荷P_Lの急変が大
きい場合には、その差も大きくなり、自然転流を行って
いるサイクロコンバータの転流失敗を招くことにもな
る。

第１図の加算器AD₁に加えられる補償量I_moは、上記負荷
急変時にもV_cap＝▲V^* _c▼_apとなるように電圧制御の追
従性を改善するもので、次のように動作する。

まず、負荷LOADが消費する有効電力P_Lを検出する。これ
は、例えば、進相コンデンサCAPの電圧V_a，V_b，V_cと、
負荷装置LOADに流れ込む電流I_La，I_Lb，I_Lcの各瞬時値
を検出し次式の演算を行うことによって、瞬時有効電力
P_Lを検出する。

P_L＝V_a・I_La＋V_b・I_Lb＋V_c・I_Lc …（34） この検出値P_Lを比例増幅器K_Lに入力し次式の演算を行う
ことにより、前記補償量I_moを求める。

この結果、ΔI_m＝０とした場合、I_m＝I_moとなり、電源
各相の入力電流I_R，I_S，I_Tは、次のように制御される。

故に電源SUPから供給される有効電力P_Sは、（７）式か
ら、 P_S＝V_R・I_R＋V_S・I_S＋V_T・I_T＝P_L …（39） となる。

従って負荷P_Lが急変した場合、ただちに電源SUPからこ
れに見合った有効電力P_S＝P_Lが供給され、（33）式で示
される進相コンデンサCAPの電圧V_capは不変となる。

この結果どのような厳しい負荷変動に対してもV_cap≒▲
V^* _c▼_apとなるように制御され、安定した高周波電圧源
を達成することができる。

実際には（35）式の演算誤差等により、P_SとP_Lを完全に
一致させることはできないので、その分は電圧制御回路
AVRを介して、V_cap≒▲V^* _c▼_apとなるように制御するこ
とになる。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明の高周波電源装置は、進相コンデ
ンサに印加される電圧の周波数と位相は外部発振器O_SC
によって与えられる位相基準信号e_a，e_a，e_cの周波数と
位相に一致し、負荷が変化しても一定に保たれる。

また、当該進相コンデンサの電圧の波高値V_capはその指
令値▲V^* _c▼_apに一致するように制御され、負荷急変に
対しても変動することなく、ほぼ一定に保持される。

この結果、循環電流式サイクロコンバータ自体の転流失
敗がなくなるばかりでなく、負荷装置を構成する他励コ
ンバータやサイクロコンバータの転流失敗も防止でき
る。

また、周波数が安定するため、フィルタ等の設計が簡単
になり、より精密な定数を選ぶことにより、フィルタ設
備の容量を低減させることも可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の高周波電源装置の実施例を示す構成
図、第２図は第１図の主回路部の実施例を示す構成図、
第３図は第１図の装置の動作を説明するための等価回路
図、第４図は同じくタイムチャート図、第５図は第１図
の装置の動作を説明するためのタイムチャート図、第６
図は同じく等価回路図、第７図は第１図の装置の制御回
路の一部を示す構成図、第８図は従来の高周波電源装置
の構成図である。 SUP…交流電源、L_S…交流リアクトル CC…循環電流式サイクロコンバータ CAP…高周波進相コンデンサ LOAD…負荷装置、CT_S…電流検出器 PT_S，PT_C…電圧検出器、Ｄ…整流器 AVR…電圧制御回路 ACR…電流制御回路 PHC…位相制御回路、O_SC…外部発振器 K_S，K_L…比例増幅器 AD₁，AD₂…加算器、ML…乗算器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源と、当該交流電源に出力端子が接
   続された循環電流式サイクロコンバータと、該循環電流
   式サイクロコンバータの入力側端子に接続された進相コ
   ンデンサと、当該進相コンデンサを高周波電圧源とする
   負荷装置と、前記進相コンデンサに印加される電圧の波
   高値から前記循環電流式サイクロコンバータの交流電源
   側電流波高値指令を算出する手段と、前記電流波高値指
   令から前記循環電流式サイクロコンバータの交流電源側
   電流指令を算出する手段と、前記電流指令に応じて前記
   循環電流式サイクロコンバータの位相を制御する手段
   と、当該位相制御手段に位相基準信号を与える外部発振
   器とを備えたことを特徴とする高周波電源装置。