JPH0687656B2 - コンバータ - Google Patents
コンバータInfo
- Publication number
- JPH0687656B2 JPH0687656B2 JP63256557A JP25655788A JPH0687656B2 JP H0687656 B2 JPH0687656 B2 JP H0687656B2 JP 63256557 A JP63256557 A JP 63256557A JP 25655788 A JP25655788 A JP 25655788A JP H0687656 B2 JPH0687656 B2 JP H0687656B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- voltage
- variable
- switching
- control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 61
- 239000003985 ceramic capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 5
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 5
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 description 5
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000005549 size reduction Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、いわゆるスイッチング電源装置として使用
されるコンバータに関する。
されるコンバータに関する。
スイッチング電源装置は、直流入力を特定の周波数でス
イッチングして交流化、スイッチング周波数やスイッチ
ングデューティの制御によるスイッチング処理に伴って
出力電圧を調整するという、低損失など優れた特性を持
った電源システムであり、従来、ビデオテープレコーダ
などの各種の電子機器に多用されている。しかしなが
ら、電子機器のIC化による軽量化、小型化に伴って、ス
イッチング電源装置の電子機器における体積比率や重量
比率が高くなり、その小型化、軽量化が要請されてい
る。
イッチングして交流化、スイッチング周波数やスイッチ
ングデューティの制御によるスイッチング処理に伴って
出力電圧を調整するという、低損失など優れた特性を持
った電源システムであり、従来、ビデオテープレコーダ
などの各種の電子機器に多用されている。しかしなが
ら、電子機器のIC化による軽量化、小型化に伴って、ス
イッチング電源装置の電子機器における体積比率や重量
比率が高くなり、その小型化、軽量化が要請されてい
る。
そして、スイッチング電源装置の重量や体積は、最低の
スイッチング周波数で決定されるので、変換効率の低下
を来すことなく、寧ろそれを高めながら小型軽量化を実
現するには、スイッチング周波数の高周波化を図ること
が必要である。
スイッチング周波数で決定されるので、変換効率の低下
を来すことなく、寧ろそれを高めながら小型軽量化を実
現するには、スイッチング周波数の高周波化を図ること
が必要である。
ところで、スイッチング周波数の高周波化を行う場合で
も、スイッチング周波数を変化させて出力電圧の調整を
行うスイッチング電源装置では、スイッチング周波数の
制御性から、スイッチング周波数の高周波化に限界があ
り、スイッチング電源装置の軽量化、小型化を妨げてい
る。
も、スイッチング周波数を変化させて出力電圧の調整を
行うスイッチング電源装置では、スイッチング周波数の
制御性から、スイッチング周波数の高周波化に限界があ
り、スイッチング電源装置の軽量化、小型化を妨げてい
る。
従来、高周波化したスイッチング周波数を一定化し、可
変容量回路や可変インダクタンス回路を用いて共振周波
数を変化させて電圧調整を行う共振型コンバータが提案
されている。共振型コンバータは低スイッチング損失、
低雑音などの特徴を持っており、電子機器の電源として
好ましい特性を備えているが、従来のものでは、部品点
数が多く、回路が複雑化しているため、軽量化、小型化
を実現できなかった。
変容量回路や可変インダクタンス回路を用いて共振周波
数を変化させて電圧調整を行う共振型コンバータが提案
されている。共振型コンバータは低スイッチング損失、
低雑音などの特徴を持っており、電子機器の電源として
好ましい特性を備えているが、従来のものでは、部品点
数が多く、回路が複雑化しているため、軽量化、小型化
を実現できなかった。
そこで、この発明は、スイッチング周波数を高周波化す
るとともに、部品点数の削減および回路の簡略化によ
り、軽量化、小型化および高効率化を図ったコンバータ
を提供することを目的とする。
るとともに、部品点数の削減および回路の簡略化によ
り、軽量化、小型化および高効率化を図ったコンバータ
を提供することを目的とする。
この発明のコンバータは、第１図に例示するように、変
換すべき入力電圧を発生する直流電源と、この直流電源
と並列に接続され、個別に制御入力端子を備えて制御電
圧によって容量が変化する可変容量積層セラミックコン
デンサからなる第１および第２の可変容量コンデンサの
直列接続と、これら第１および第２の可変容量コンデン
サの前記制御入力端子間に接続されて前記制御電圧を前
記制御入力端子間に加える制御電源と、前記第１および
第２の可変容量コンデンサの直列接続と並列に接続され
第１および第２のトランジスタの直列接続と、これら第
１および第２のトランジスタに対して個別にスイッチン
グパルスを与えて、前記第１又は第２のトランジスタを
交互にスイッチングさせるスイッチングパルス発生手段
と、前記第１および第２のトランジスタの直列接続の接
続点と前記第１および第２の可変容量コンデンサの直列
接続の接続点との間に接続され、前記第１および第２の
コンデンサと共振回路を成すインダクタおよびインダク
タと直列に接続されて前記共振回路に交流出力を取り出
すトランスとの直列接続と、このトランスから取り出さ
れた交流出力を整流して直流出力を取り出し、その直流
出力を負荷に供給する直流再生手段と、この直流再生手
段によって取り出される出力電圧と基準電圧とを比較
し、その大小関係を表す比較出力を取り出し、この比較
出力より、前記制御電源が発生する制御電圧を制御する
比較手段とを備えたことを特徴とする。
換すべき入力電圧を発生する直流電源と、この直流電源
と並列に接続され、個別に制御入力端子を備えて制御電
圧によって容量が変化する可変容量積層セラミックコン
デンサからなる第１および第２の可変容量コンデンサの
直列接続と、これら第１および第２の可変容量コンデン
サの前記制御入力端子間に接続されて前記制御電圧を前
記制御入力端子間に加える制御電源と、前記第１および
第２の可変容量コンデンサの直列接続と並列に接続され
第１および第２のトランジスタの直列接続と、これら第
１および第２のトランジスタに対して個別にスイッチン
グパルスを与えて、前記第１又は第２のトランジスタを
交互にスイッチングさせるスイッチングパルス発生手段
と、前記第１および第２のトランジスタの直列接続の接
続点と前記第１および第２の可変容量コンデンサの直列
接続の接続点との間に接続され、前記第１および第２の
コンデンサと共振回路を成すインダクタおよびインダク
タと直列に接続されて前記共振回路に交流出力を取り出
すトランスとの直列接続と、このトランスから取り出さ
れた交流出力を整流して直流出力を取り出し、その直流
出力を負荷に供給する直流再生手段と、この直流再生手
段によって取り出される出力電圧と基準電圧とを比較
し、その大小関係を表す比較出力を取り出し、この比較
出力より、前記制御電源が発生する制御電圧を制御する
比較手段とを備えたことを特徴とする。
この発明のコンバータにおいては、可変容量コンデンサ
には、制御電圧に応じた容量が得られるので、制御電圧
を変化させた場合、その制御電圧によって得られる容量
に応じた電荷量が蓄積される。したがって、制御電圧に
よる容量が設定された可変容量コンデンサに直流入力が
加えられると、その直流入力によって電荷量が蓄積され
ることになり、その電荷量は、直流入力に比例し、制御
電圧の関数となる。
には、制御電圧に応じた容量が得られるので、制御電圧
を変化させた場合、その制御電圧によって得られる容量
に応じた電荷量が蓄積される。したがって、制御電圧に
よる容量が設定された可変容量コンデンサに直流入力が
加えられると、その直流入力によって電荷量が蓄積され
ることになり、その電荷量は、直流入力に比例し、制御
電圧の関数となる。
このような可変容量コンデンサと特定のインダクタンス
を持つインダクタとで共振回路を構成し、可変容量コン
デンサとインダクタとの間に設置されたスイッチング素
子を高周波スイッチングさせると、スイッチング素子が
遮断状態にあるとき、直流入力による可変容量コンデン
サの充電、スイッチング素子が導通状態にあるとき、可
変容量コンデンサの電荷がインダクタに供給される。
を持つインダクタとで共振回路を構成し、可変容量コン
デンサとインダクタとの間に設置されたスイッチング素
子を高周波スイッチングさせると、スイッチング素子が
遮断状態にあるとき、直流入力による可変容量コンデン
サの充電、スイッチング素子が導通状態にあるとき、可
変容量コンデンサの電荷がインダクタに供給される。
そして、スイッチング素子のスイッチング周波数より共
振回路の共振周波数が高く設定された場合、スイッチン
グ素子が導通状態となると、共振回路には可変容量コン
デンサとインダクタとの間で電荷の授受が行われて振動
現象を生じ、この結果、正弦波状交流が得られることに
なる。このような共振動作は、スイッチング素子の遮断
区間で可変容量コンデンサが充電されるので、スイッチ
ング素子の導通区間ごとに行われる。
振回路の共振周波数が高く設定された場合、スイッチン
グ素子が導通状態となると、共振回路には可変容量コン
デンサとインダクタとの間で電荷の授受が行われて振動
現象を生じ、この結果、正弦波状交流が得られることに
なる。このような共振動作は、スイッチング素子の遮断
区間で可変容量コンデンサが充電されるので、スイッチ
ング素子の導通区間ごとに行われる。
また、共振回路によって得られた交流出力は、直流再生
回路によって整流されて直流再生出力として取り出さ
れ、負荷に供給されるとともに、容量制御回路に加えら
れる。そして、容量制御回路では、直流再生出力に基づ
いて制御電圧が形成されるので、この制御電圧によって
可変容量コンデンサの容量が制御される。
回路によって整流されて直流再生出力として取り出さ
れ、負荷に供給されるとともに、容量制御回路に加えら
れる。そして、容量制御回路では、直流再生出力に基づ
いて制御電圧が形成されるので、この制御電圧によって
可変容量コンデンサの容量が制御される。
したがって、負荷との関係やその他の原因で直流再生出
力が変動しても、それを補償するように、制御電圧が形
成され、可変容量コンデンサの容量が増減される結果、
共振周波数が調整され、安定した直流再生出力が取り出
される。
力が変動しても、それを補償するように、制御電圧が形
成され、可変容量コンデンサの容量が増減される結果、
共振周波数が調整され、安定した直流再生出力が取り出
される。
また、この発明のコンバータでは、第１および第２の可
変容量コンデンサに対応して第１および第２のスイッチ
ング素子が設置され、これら第１および第２のスイッチ
ング素子を交互にスイッチングさせるので、共振動作
が、第１および第２の可変容量コンデンサとインダクタ
とからなる共振回路で交互に行われる。換言すれば、共
通に用いたインダクタでは、スイッチング周波数に無関
係に第１または第２の可変容量コンデンサとの間に間断
なく共振動作が行われて交流出力が取り出される。した
がって、このコンバータでは、高効率化が図られる。
変容量コンデンサに対応して第１および第２のスイッチ
ング素子が設置され、これら第１および第２のスイッチ
ング素子を交互にスイッチングさせるので、共振動作
が、第１および第２の可変容量コンデンサとインダクタ
とからなる共振回路で交互に行われる。換言すれば、共
通に用いたインダクタでは、スイッチング周波数に無関
係に第１または第２の可変容量コンデンサとの間に間断
なく共振動作が行われて交流出力が取り出される。した
がって、このコンバータでは、高効率化が図られる。
そして、この発明においては、可変容量コンデンサに可
変容量積層セラミックコンデンサを用いたことにより、
制御電圧に対応した容量が高精度に得られ、容量可変に
よって精度の高いレギュレーション動作が得られる。
変容量積層セラミックコンデンサを用いたことにより、
制御電圧に対応した容量が高精度に得られ、容量可変に
よって精度の高いレギュレーション動作が得られる。
第１図は、この発明のコンバータの実施例を示す。
入力端子2A、2Bには直流電圧源としてたとえば、電池４
が接続され、直流入力として入力電圧Eiが加えられる。
この入力電圧Eiは、直列に接続された第１および第２の
可変容量コンデンサ61、62に加えられ、各可変容量コン
デンサ61、62を容量Ｃとするとき、各可変容量コンデン
サ61、62の直流バイアス電圧VBはEi/2となる。
が接続され、直流入力として入力電圧Eiが加えられる。
この入力電圧Eiは、直列に接続された第１および第２の
可変容量コンデンサ61、62に加えられ、各可変容量コン
デンサ61、62を容量Ｃとするとき、各可変容量コンデン
サ61、62の直流バイアス電圧VBはEi/2となる。
可変容量コンデンサ61、62には、対向する主電極6a、6b
間に容量制御電極6cを備え、容量制御電極6cに加えられ
る制御電圧VCによって主電極6a、6b間の容量が変化する
コンデンサが用いられており、各可変容量コンデンサ6
1、62の各容量制御電極6c間には、容量制御回路８の制
御電圧源82から制御電圧VCが加えられている。
間に容量制御電極6cを備え、容量制御電極6cに加えられ
る制御電圧VCによって主電極6a、6b間の容量が変化する
コンデンサが用いられており、各可変容量コンデンサ6
1、62の各容量制御電極6c間には、容量制御回路８の制
御電圧源82から制御電圧VCが加えられている。
各可変容量コンデンサ61、62と共振回路を構成するため
の特定のインダクタンスを持つインダクタ10が設置され
ているとともに、直列に接続された第１および第２のス
イッチング素子としてｎチャネルエインハンスメント形
のMOS−FET（以下単にFETという）121、122が設置され
ている。また、インダクタ10には、共振回路で得られる
交流出力の取出手段としてトランス14の一次側コイル14
Pが直列に接続されている。
の特定のインダクタンスを持つインダクタ10が設置され
ているとともに、直列に接続された第１および第２のス
イッチング素子としてｎチャネルエインハンスメント形
のMOS−FET（以下単にFETという）121、122が設置され
ている。また、インダクタ10には、共振回路で得られる
交流出力の取出手段としてトランス14の一次側コイル14
Pが直列に接続されている。
また、各FET121、122のゲートには、スイッチング入力
端子16A、16Bを通じてスイッチングパルス発生回路18が
接続されている。スイッチングパルス発生回路18には、
高周波スイッチングを実現するため、高周波パルスを発
生するとともに、デェーティが50％の矩形波パルスを発
生するパルス発振器が用いられており、一方のパルス出
力をインバータを通して反転させ、たとえば、第２図の
Ａ、Ｂに示すように、互いに位相が反転関係となるスイ
ッチングパルスSA、SBが得られる。
端子16A、16Bを通じてスイッチングパルス発生回路18が
接続されている。スイッチングパルス発生回路18には、
高周波スイッチングを実現するため、高周波パルスを発
生するとともに、デェーティが50％の矩形波パルスを発
生するパルス発振器が用いられており、一方のパルス出
力をインバータを通して反転させ、たとえば、第２図の
Ａ、Ｂに示すように、互いに位相が反転関係となるスイ
ッチングパルスSA、SBが得られる。
そこで、スイッチング入力端子16Aに第２図のＡに示す
スイッチングパルスSA、スイッチング入力端子16Bに第
２図のＢに示すスイッチングパルスSBが加えられると、
各FET121、122はスイッチングパルスSA、SBのＨレベル
区間で導通、Ｌレベル区間でカットオフ状態となり、各
FET121、122は交互に導通状態、カットオフ状態を繰り
返す。
スイッチングパルスSA、スイッチング入力端子16Bに第
２図のＢに示すスイッチングパルスSBが加えられると、
各FET121、122はスイッチングパルスSA、SBのＨレベル
区間で導通、Ｌレベル区間でカットオフ状態となり、各
FET121、122は交互に導通状態、カットオフ状態を繰り
返す。
FET121が導通すると、第３図の（Ａ）に示すように、可
変容量コンデンサ61、62とインダクタ10とで共振回路21
が構成され、このとき、FET122はカットオフ状態となる
ので、可変容量コンデンサ62には、トランス14の一次側
コイル14Pおよびインダクタ10を通して電池４が接続さ
れ、入力電圧Eiによる充電が行われる。
変容量コンデンサ61、62とインダクタ10とで共振回路21
が構成され、このとき、FET122はカットオフ状態となる
ので、可変容量コンデンサ62には、トランス14の一次側
コイル14Pおよびインダクタ10を通して電池４が接続さ
れ、入力電圧Eiによる充電が行われる。
また、FET122が導通すると、第３図の（Ｂ）に示すよう
に、可変容量コンデンサ61、62とインダクタ10とで共振
回路22が構成され、このとき、FET121はカットオフ状態
となるので、可変容量コンデンサ61には、トランス14の
一次側コイル14Pおよびインダクタ10を通して電池４が
接続され、入力電圧Eiによる充電が行われる。すなわ
ち、共振回路21が成立した場合には、共振回路22の成立
時の蓄積された可変容量コンデンサ61の蓄積電荷がイン
ダクタ10を通して放出され、また、共振回路22が成立し
た場合には、共振回路21の成立時に蓄積された可変容量
コンデンサ62の蓄積電荷がインダクタ10を通して放出さ
れる。
に、可変容量コンデンサ61、62とインダクタ10とで共振
回路22が構成され、このとき、FET121はカットオフ状態
となるので、可変容量コンデンサ61には、トランス14の
一次側コイル14Pおよびインダクタ10を通して電池４が
接続され、入力電圧Eiによる充電が行われる。すなわ
ち、共振回路21が成立した場合には、共振回路22の成立
時の蓄積された可変容量コンデンサ61の蓄積電荷がイン
ダクタ10を通して放出され、また、共振回路22が成立し
た場合には、共振回路21の成立時に蓄積された可変容量
コンデンサ62の蓄積電荷がインダクタ10を通して放出さ
れる。
ところで、可変容量コンデンサ61、62の容量Ｃに対し、
インダクタ10のインダクタンスをＬとすると、共振周波
数fRは、 となる。
インダクタ10のインダクタンスをＬとすると、共振周波
数fRは、 となる。
そして、FET121、122のスイッチング周波数fSに比較
し、共振回路21、22の共振周波数fRを高く設定するもの
とすると、FET121、122の各導通時間中で、可変容量コ
ンデンサ61および可変容量コンデンサ62とインダクタ10
との間で電荷の授受による振動現象を生じる。この結
果、FET121には、第２図のＣに示すように、スイッチン
グパルスSAのＨレベル区間に対応した交流電流IAC1、ま
た、FET122には、第２図のＤに示すように、スイッチン
グパルスSBのＨレベル区間に対応した交流電流IAC2が流
れる。これらの合成電流IAC（＝IAC1＋IAC2）がインダ
クタ10およびトランス14の一次側コイル14Pを流れる。
可変容量コンデンサ61、62の容量Ｃを変化させると、第
２図のＣおよびＤに点線で示すように波形が変化し、交
流電流IACの波高値が第２図のＥに示すように変化す
る。これに伴いトランス14の一次側コイル14Pに加わる
電圧の波高値が変化する。二次側コイル14Sからは変圧
比1:nに応じた連続した交流電圧EACが得られる。なお、
この交流電圧EACの波高値は、スイッチング周波数fSと
共振回路周波数fRとの比率に依存している。この交流電
圧EACは、直流再生回路24のブリッジ整流回路240に加え
られて全波整流が行われる。この全波整流出力は、平滑
用コンデンサ242に加えられ、整流出力中の脈動成分が
平滑用コンデンサ24によって除かれ、平滑用コンデンサ
242の端子間には安定した直流再生出力としての出力電
圧EOが得られる。この出力電圧EOは、出力端子26A、26B
から取り出されて負荷28に供給される。
し、共振回路21、22の共振周波数fRを高く設定するもの
とすると、FET121、122の各導通時間中で、可変容量コ
ンデンサ61および可変容量コンデンサ62とインダクタ10
との間で電荷の授受による振動現象を生じる。この結
果、FET121には、第２図のＣに示すように、スイッチン
グパルスSAのＨレベル区間に対応した交流電流IAC1、ま
た、FET122には、第２図のＤに示すように、スイッチン
グパルスSBのＨレベル区間に対応した交流電流IAC2が流
れる。これらの合成電流IAC（＝IAC1＋IAC2）がインダ
クタ10およびトランス14の一次側コイル14Pを流れる。
可変容量コンデンサ61、62の容量Ｃを変化させると、第
２図のＣおよびＤに点線で示すように波形が変化し、交
流電流IACの波高値が第２図のＥに示すように変化す
る。これに伴いトランス14の一次側コイル14Pに加わる
電圧の波高値が変化する。二次側コイル14Sからは変圧
比1:nに応じた連続した交流電圧EACが得られる。なお、
この交流電圧EACの波高値は、スイッチング周波数fSと
共振回路周波数fRとの比率に依存している。この交流電
圧EACは、直流再生回路24のブリッジ整流回路240に加え
られて全波整流が行われる。この全波整流出力は、平滑
用コンデンサ242に加えられ、整流出力中の脈動成分が
平滑用コンデンサ24によって除かれ、平滑用コンデンサ
242の端子間には安定した直流再生出力としての出力電
圧EOが得られる。この出力電圧EOは、出力端子26A、26B
から取り出されて負荷28に供給される。
また、出力電圧EOは、容量制御回路８に設置された誤差
増幅器84に加えられ、基準電圧源86からの基準電圧EREF
と比較される。誤差増幅器84では、出力電圧EOと基準電
圧EREFとを比較し、その大小関係に応じた極性とともに
両者の差電圧を表す誤差電圧Erが得られる。この誤差電
圧Erは、誤差増幅器84の出力側に設置された電圧源88に
よる直流バイアス電圧EBIASを重畳することにより、制
御電圧源82の制御電圧VCの調整入力として用いられる。
増幅器84に加えられ、基準電圧源86からの基準電圧EREF
と比較される。誤差増幅器84では、出力電圧EOと基準電
圧EREFとを比較し、その大小関係に応じた極性とともに
両者の差電圧を表す誤差電圧Erが得られる。この誤差電
圧Erは、誤差増幅器84の出力側に設置された電圧源88に
よる直流バイアス電圧EBIASを重畳することにより、制
御電圧源82の制御電圧VCの調整入力として用いられる。
ところで、可変容量コンデンサ61、62に可変容量積層セ
ラミックコンデンサを用いるものとし、たとえば、第４
図に示すように、主電極6a、6bに主電極端子7A、7Bを通
じて電圧VBを加え、容量制御電極6cに制御入力端子7Cを
通じて制御電圧VCを加えた場合、その実験結果を第５図
に示す。第５図において、L1はVB＝０、L2はVB＝20Vの
場合を示しているが、何れの場合も、制御電圧VCによっ
て容量Ｃの連続的な変化が得られる。
ラミックコンデンサを用いるものとし、たとえば、第４
図に示すように、主電極6a、6bに主電極端子7A、7Bを通
じて電圧VBを加え、容量制御電極6cに制御入力端子7Cを
通じて制御電圧VCを加えた場合、その実験結果を第５図
に示す。第５図において、L1はVB＝０、L2はVB＝20Vの
場合を示しているが、何れの場合も、制御電圧VCによっ
て容量Ｃの連続的な変化が得られる。
したがって、各可変容量コンデンサ61、62には、制御電
圧VCを誤差電圧Erによって加減すると、その制御電圧VC
に応じた容量Ｃが設定され、容量Ｃに応じた電荷の蓄積
が行われることになり、制御電圧VCに対応する交流出力
が直流再生回路24に加えられ、制御電圧VCに対応した出
力電圧EOが得られる。すなわち、出力電圧EOは、スイッ
チング周波数fSと共振周波数fRとの比率で調整されるこ
とから、可変容量コンデンサ61、62の容量Ｃを変化させ
ることにより、出力電圧EOの調整が行われ、その安定化
が図られる。
圧VCを誤差電圧Erによって加減すると、その制御電圧VC
に応じた容量Ｃが設定され、容量Ｃに応じた電荷の蓄積
が行われることになり、制御電圧VCに対応する交流出力
が直流再生回路24に加えられ、制御電圧VCに対応した出
力電圧EOが得られる。すなわち、出力電圧EOは、スイッ
チング周波数fSと共振周波数fRとの比率で調整されるこ
とから、可変容量コンデンサ61、62の容量Ｃを変化させ
ることにより、出力電圧EOの調整が行われ、その安定化
が図られる。
実施例では、２つの可変容量コンデンサ61、62に対し、
２つのスイッチング素子としてFET121、122を設置した
ので、交互にFET121、122をスイッチングさせること
で、インダクタ10には連続した可変容量コンデンサ61、
62との電荷の授受により共振動作が行われ、高効率で出
力電圧EOを取り出すことができる。このような実施例と
は別に、単一の可変容量コンデンサに１つのスイッチン
グ素子を用いてスイッチング動作を行わせても、同様に
出力電圧の調整が得られることは言うまでもない。
２つのスイッチング素子としてFET121、122を設置した
ので、交互にFET121、122をスイッチングさせること
で、インダクタ10には連続した可変容量コンデンサ61、
62との電荷の授受により共振動作が行われ、高効率で出
力電圧EOを取り出すことができる。このような実施例と
は別に、単一の可変容量コンデンサに１つのスイッチン
グ素子を用いてスイッチング動作を行わせても、同様に
出力電圧の調整が得られることは言うまでもない。
そして、容量制御帰還回路としての容量制御回路８を切
り離し、可変容量コンデンサ61、62に可変容量積層セラ
ミックコンデンサを用いて、スイッチング周波数fSを10
0KHzに設定し、入力電圧Eiを40Vに設定した場合の実験
結果を第６図に示す。この場合、トランス14の巻数比ｎ
をｎ＝１に設定したものであり、第６図において、L1は
VC＝20V、L2はVC＝60V,−20V、L3はVC＝100 V,−60Vに
設定した場合を示し、I0は負荷28に流れる負荷電流を表
わしている。
り離し、可変容量コンデンサ61、62に可変容量積層セラ
ミックコンデンサを用いて、スイッチング周波数fSを10
0KHzに設定し、入力電圧Eiを40Vに設定した場合の実験
結果を第６図に示す。この場合、トランス14の巻数比ｎ
をｎ＝１に設定したものであり、第６図において、L1は
VC＝20V、L2はVC＝60V,−20V、L3はVC＝100 V,−60Vに
設定した場合を示し、I0は負荷28に流れる負荷電流を表
わしている。
そして、実験によれば、各可変容量コンデンサ61、62に
はEi/2＝20Vの直流バイアス電圧VBが加わり、可変容量
コンデンサ61、62の容量Ｃの最大値は、制御電圧VC＝20
Vのときに得られる。そのため、VC＝20Vを中心にして正
負に同量離れた２つの制御電圧VCに対する負荷特性が一
致し、また、各制御入力端子7C間の直流制御電圧グルー
プには殆ど電流が流れないことが確認された。この結
果、直流制御電圧ループでの電力損失は全く生じない。
はEi/2＝20Vの直流バイアス電圧VBが加わり、可変容量
コンデンサ61、62の容量Ｃの最大値は、制御電圧VC＝20
Vのときに得られる。そのため、VC＝20Vを中心にして正
負に同量離れた２つの制御電圧VCに対する負荷特性が一
致し、また、各制御入力端子7C間の直流制御電圧グルー
プには殆ど電流が流れないことが確認された。この結
果、直流制御電圧ループでの電力損失は全く生じない。
この実験結果からも明らかなように、可変容量コンデン
サとして積層セラミックコンデンサを用いることによ
り、高精度に出力電圧の調整動作を実現することができ
るものである。
サとして積層セラミックコンデンサを用いることによ
り、高精度に出力電圧の調整動作を実現することができ
るものである。
なお、実施例では可変容量コンデンサとして可変容量積
層セラミックコンデンサを例に取って説明したが、セラ
ミックコンデンサ以外の可変容量素子を用いてもコンバ
ータを構成することができるものであり、この発明のコ
ンバータは可変容量積層セラミックコンデンサに限定さ
れるものではない。
層セラミックコンデンサを例に取って説明したが、セラ
ミックコンデンサ以外の可変容量素子を用いてもコンバ
ータを構成することができるものであり、この発明のコ
ンバータは可変容量積層セラミックコンデンサに限定さ
れるものではない。
以上説明したように、この発明によれば、スイッチング
周波数を高周波化するとともに、可変容量コンデンサを
用いて共振回路を構成し、その共振周波数の制御を可変
容量コンデンサの容量変化によって行うので、部品点数
の削減および回路の簡略化が可能になり、軽量化および
小型化を実現することができる。
周波数を高周波化するとともに、可変容量コンデンサを
用いて共振回路を構成し、その共振周波数の制御を可変
容量コンデンサの容量変化によって行うので、部品点数
の削減および回路の簡略化が可能になり、軽量化および
小型化を実現することができる。
また、この発明によれば、第１および第２の可変容量コ
ンデンサに対し、共通のインダクタを用いて共振回路を
構成するとともに、第１および第２のスイッチング素子
を以て交互にスイッチング動作を行い、第１および第２
の可変容量コンデンサを交互に充放電させているので、
部品点数の削減および回路の簡略化により、軽量化およ
び小型化に加えて、変換効率が高められ、高効率化を実
現することができる。
ンデンサに対し、共通のインダクタを用いて共振回路を
構成するとともに、第１および第２のスイッチング素子
を以て交互にスイッチング動作を行い、第１および第２
の可変容量コンデンサを交互に充放電させているので、
部品点数の削減および回路の簡略化により、軽量化およ
び小型化に加えて、変換効率が高められ、高効率化を実
現することができる。
そして、この発明によれば、可変容量コンデンサとして
可変容量積層セラミックコンデンサを用いているので、
制御電圧によって容量を高精度に変化させることがで
き、可変容量による出力電圧の調整を高精度に行うこと
ができるコンバータを実現できる。
可変容量積層セラミックコンデンサを用いているので、
制御電圧によって容量を高精度に変化させることがで
き、可変容量による出力電圧の調整を高精度に行うこと
ができるコンバータを実現できる。
第１図はこの発明のコンバータの実施例を示す回路図、
第２図は第１図に示したコンバータの動作を示す図、第
３図は第１図に示したコンバータの動作を示す回路図、
第４図は第１図に示すコンバータにおける可変容量コン
デンサの基本回路を示す図、第５図は第４図に示した可
変容量コンデンサの基本回路における実験結果を示す
図、第６図は第１図に示したコンバータにおける実験結
果を示す図である。 ４……電池（直流電源） 10……インダクタ 14……トランス 18……スイッチングパルス発生回路 24……直流再生回路（直流再生手段） 61……第１の可変容量コンデンサ 62……第２の可変容量コンデンサ 82……制御電圧源 84……比較器（比較手段） 121……MOS−FET（第１のトランジスタ） 122……MOS−FET（第２のトランジスタ）
第２図は第１図に示したコンバータの動作を示す図、第
３図は第１図に示したコンバータの動作を示す回路図、
第４図は第１図に示すコンバータにおける可変容量コン
デンサの基本回路を示す図、第５図は第４図に示した可
変容量コンデンサの基本回路における実験結果を示す
図、第６図は第１図に示したコンバータにおける実験結
果を示す図である。 ４……電池（直流電源） 10……インダクタ 14……トランス 18……スイッチングパルス発生回路 24……直流再生回路（直流再生手段） 61……第１の可変容量コンデンサ 62……第２の可変容量コンデンサ 82……制御電圧源 84……比較器（比較手段） 121……MOS−FET（第１のトランジスタ） 122……MOS−FET（第２のトランジスタ）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤原 方之 東京都青梅市東青梅１丁目167番地の１ 日本ケミコン株式会社内 (72)発明者 松下 晴彦 東京都青梅市東青梅１丁目167番地の１ 日本ケミコン株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−77377（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−46673（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−35679（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−44177（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−128618（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】変換すべき入力電圧を発生する直流電源
と、 この直流電源と並列に接続され、個別に制御入力端子を
備えて制御電圧によって容量が変化する可変容量積層セ
ラミックコンデンサからなる第１および第２の可変容量
コンデンサの直列接続と、 これら第１および第２の可変容量コンデンサの前記制御
入力端子間に接続されて前記制御電圧を前記制御入力端
子間に加える制御電源と、 前記第１および第２の可変容量コンデンサの直列接続と
並列に接続され第１および第２のトランジスタの直列接
続と、 これら第１および第２のトランジスタに対して個別にス
イッチングパルスを与えて、前記第１又は第２のトラン
ジスタを交互にスイッチングさせるスイッチングパルス
発生手段と、 前記第１および第２のトランジスタの直列接続の接続点
と前記第１および第２の可変容量コンデンサの直列接続
の接続点との間に接続され、前記第１および第２のコン
デンサと共振回路を成すインダクタおよびこのインダク
タと直列に接続されて前記共振回路に交流出力を取り出
すトランスとの直列接続と、 このトランスから取り出された交流出力を整流して直流
出力を取り出し、その直流出力を負荷に供給する直流再
生手段と、 この直流再生手段によって取り出される出力電圧と基準
電圧とを比較し、その大小関係を表す比較出力を取り出
し、この比較出力により、前記制御電源が発生する制御
電圧を制御する比較手段と、 を備えたことを特徴とするコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63256557A JPH0687656B2 (ja) | 1988-10-12 | 1988-10-12 | コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63256557A JPH0687656B2 (ja) | 1988-10-12 | 1988-10-12 | コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02106168A JPH02106168A (ja) | 1990-04-18 |
| JPH0687656B2 true JPH0687656B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=17294295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63256557A Expired - Lifetime JPH0687656B2 (ja) | 1988-10-12 | 1988-10-12 | コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0687656B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6977492B2 (en) | 2002-07-10 | 2005-12-20 | Marvell World Trade Ltd. | Output regulator |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2057168A (en) * | 1979-08-28 | 1981-03-25 | Hewlett Packard Co | Power supplies |
| JPS5746673A (en) * | 1980-09-05 | 1982-03-17 | Kosuke Harada | Dc-dc converter |
| JPS5944177A (ja) * | 1982-09-06 | 1984-03-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高圧安定化装置 |
| US4694383A (en) * | 1986-09-15 | 1987-09-15 | Sundstrand Corporation | Controller for a resonant converter |
| JPS63128618A (ja) * | 1986-11-18 | 1988-06-01 | 日本電気株式会社 | 可変コンデンサ |
-
1988
- 1988-10-12 JP JP63256557A patent/JPH0687656B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02106168A (ja) | 1990-04-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6549436B1 (en) | Integrated magnetic converter circuit and method with improved filtering | |
| JP5691137B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| US6452814B1 (en) | Zero voltage switching cells for power converters | |
| US5777503A (en) | Pulse width modulation bias to minimize effect of noise due to ramp switching | |
| JP2018196271A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3127979B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPS5849112B2 (ja) | 転流回路 | |
| JP3341458B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0687656B2 (ja) | コンバータ | |
| JP4430188B2 (ja) | 共振型電源装置 | |
| JP4398040B2 (ja) | 電源装置の並列接続回路 | |
| US20250379513A1 (en) | Method for operating a power converter and power converter | |
| JP3596372B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0646561A (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPS5925580A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| JPH114578A (ja) | 電圧変換装置 | |
| JP2701172B2 (ja) | 共振型コンバータ | |
| JPS58130772A (ja) | 定電圧電源装置 | |
| JPH04121070A (ja) | 電源装置 | |
| JP2936561B2 (ja) | 直流コンバータ装置 | |
| JPH09131056A (ja) | 力率改善コンバータ回路 | |
| JPH0767344A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPS6236465B2 (ja) | ||
| JPH1066335A (ja) | コンバータ回路 | |
| JPS6252554B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071102 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081102 Year of fee payment: 14 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |