JPH069326B2 - カレントミラー回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、低電圧動作が可能なカレントミラー回路に
関する。

背景技術とその問題点 カレントミラー回路は、基本的に第１図に示すように構
成され、Ｑ_０は入力電流源（定電流信号源）、Ｑ_１は入
力側のトランジスタ、Ｑ_２は出力側のトランジスタであ
る。そして、電流源Ｑ_０に電流Ｉ_０が流れると、トラン
ジスタＱ_２に電流Ｉ_２が流れる。

しかし、このカレントミラー回路では、例えばトランジ
スタＱ_１，Ｑ_２のベース・エミッタ間の接合面積の比を
１対ｎとすることにより となるように設計しても、実際にはトランジスタＱ_１，
Ｑ_２のベース電流を無視できないので、 となる。なお、(i)式から(ii)式へは、下記のように変
形される。

第１図において、トランジスタＱ_１のコレクタ接続点に
おいては、 Ｉ_０＝（１＋ｎ）Ｉ_Ｂ＋Ｉ_C1 ＝（１＋ｎ＋ｈ_FE）・Ｉ_Ｂ ＝（１＋ｎ＋ｈ_FE）・（Ｉ_２／ｎ・ｈ_FE） が成立する。この式から(ii)式のＩ_２／Ｉ_０が求められ
る。この(ii)式から分かるように、（ｉ）式に示す設計
上の電流比Ｉ_２／Ｉ_０は得られない。

そして、このことは、値ｎが大きいほど、あるいは電流
増幅率ｈ_FEが小さいほど顕著になり、精度が悪くなって
しまう。

そこで、第２図に示すようにカレントミラー回路が考え
らえている。すなわち、このカレントミラー回路では、
トランジスタＱ_１，Ｑ_２のベース電流をトランジスタＱ
_３により電流増幅してから 得ているので、Ｉ_２／Ｉ_０は、第２図から となり、電流比Ｉ_２／Ｉ_０の誤差は、第１図の回路に比
べてほぼ１／ｈ_FEとなり、精度が改善される。

しかし、この第２図のカレントミラー回路では、電源電
圧Ｖ_CCから入力電流源Ｑ_０のシンク側（トランジスタＱ
_１のコレクタ側）までの動作電圧として少なくとも２Ｖ
_BE（Ｖ_BEはトランジスタＱ_１〜Ｑ_３のベース・エミッタ
間電圧）を必要とし、低電圧動作ができない。また、電
流比Ｉ_２／Ｉ_０の精度を上げるために、トランジスタＱ
_１，Ｑ_２にエミッタ抵抗器を接続すると、さらに高い動
作電圧を必要としてしまう。因みに、第１図のカレント
ミラー回路では、最低動作電圧はＶ_BEである。

さらに、第２図のカレントミラー回路では、トランジス
タＱ_１のコレクタ電位が電源電圧Ｖ_CCに対して（Ｖ_CC−
２Ｖ_BE）に固定され、第１図の回路でも（Ｖ_CC−Ｖ_BE）
に固定され、任意に設定できない。

そこで、トランジスタＱ_１，Ｑ_２に対して差動アンプに
より負帰還をかけてベース電流を供給するようにするこ
とも考えられる。

第３図の回路はこのような考えに基づくもので、トラン
ジスタＱ_１，Ｑ_２のエミッタが第１の基準電位点、この
例においては電源端子Ｔ_１に接続され、トランジスタＱ
_１のコレクタに入力電流源Ｑ_０が接続される。

また、トランジスタＱ_１，Ｑ_２とは逆極性のトランジス
タＱ₁₁，Ｑ₁₂が設けられ、それらのエミッタが定電流源
用のトランジスタＱ₁₀のコレクタに共通に接続されて差
動アンプ(11)が構成されると共に、トランジスタＱ₁₁，
Ｑ₁₂のコレクタがトランジスタＱ₁₃，Ｑ₁₄のコレクタに
接続される。このトランジスタＱ₁₃，Ｑ₁₄は補助のカレ
ントミラー回路(12)を構成しているもので、それらのエ
ミッタは端子Ｔ_１に接続され、それらのベースは互いに
接続されると共に、トランジスタＱ₁₃のコレクタに接続
される。なお、このカレントミラー回路(12)においては
ｎ＝１とされる。

さらに、トランジスタＱ₁₁のベースがトランジスタＱ_１
のコレクタに接続され、トランジスタＱ₁₂のベースがバ
イアス電源Ｖ₁₂に接続されると共に、トランジスタ
Ｑ₁₂，Ｑ₁₄のコレクタがトランジスタＱ_１，Ｑ_２のベー
スに接続される。

このような構成によれば、回路(11)，(12)が非反転電流
アンプ(13)として働き、トランジスタＱ_１，Ｑ_２のベー
ス電流をアンプ(13)の電流利得で除算した値がトランジ
スタＱ₁₁のベース電流となる。すなわち、入力電流Ｉ_０
と、トランジスタＱ_１のコレクタ電流Ｉ_１とが比較さ
れ、その差電流がアンプ(13)を通じてトランジスタＱ_１
に負帰還される。

すなわち、第３図から、 Ｉ_１＝Ｉ_０＋Ｉ_Ｂ＝Ｉ_０＋Ｉ_Ｅ／（１＋ｈ_FE）Ｉ_Ｅ＝Ｉ
₁₀／２，１≪ｈ_FEなので、 Ｉ_１＝Ｉ_０＋Ｉ₁₀／２ｈ_FE 両辺をＩ_０で割って、 が得られる。ここで、Ｉ_２はＩ_１のｎ倍であることを考
慮すれば、この式において、Ｉ_１＝Ｉ_２／ｎとおくこと
で、次の(iv)式が得られる。すなわち、 となるので、Ｉ₁₀／Ｉ_０を十分に小さくしておくことに
より(iv)式は第１図のカレントミラー回路よりも(i)式
に近づき、すなわち、希望する電流比Ｉ_２／Ｉ_０＝ｎを
得ることができる。

また、入力電流Ｉ_０が交流信号分のときには、(iv)式に
おいて、増分ΔＩ_２／ΔＩ_０を考えればよいので、 になる。

これを変形すれば、 となる。この式の右辺第２項には交流分がないので省略
でき、かつΔＩ_２＝ｉ_２，ΔＩ_０＝ｉ_０とおけば、 となり、非常に(i)式に近くなる。

こうして、この第３図例のものによれば、より精度のよ
いカレントミラー回路を得ることができる。

また、電源電圧Ｖ_CCから入力電流源Ｑ_０のシンク側まで
の動作電圧は、Ｖ_CC−Ｖ_BE（Ｑ_２）−Ｖ_CE（Ｑ₁₂）＋Ｖ
_BE（Ｑ₁₁）＝Ｖ_CC−Ｖ_CEと低い電圧でよいことになる。
なお、トランジスタＱ_１のコレクタ電位は、トランジス
タＱ₁₁，Ｑ₁₂からなる差動アンプ(11)とカレントミラー
回路(12)とトランジスタＱ_１との負帰還ループにより、
バイアス電圧Ｖ₁₂に等しくなる。

しかしながら、この第３図例のものは、負帰還ループの
ループゲインが大きすぎて、発振し易く動作が不安定に
なり易いという不都合を有している。

発明の目的 この発明は、必要に応じて動作電圧を広い範囲でほぼ任
意に設定でき、さらに動作が安定していて、かつ希望の
電流比が得られ精度の高いカレントミラー回路を提供す
るものである。

発明の概要 例えば、第４図に示すように、複数のダイオードＤ₁₁，
Ｄ₁₂とバイアス用トランジスタＱ₁₇のコレクタ−エミッ
タ間を直列接続した直列回路と負帰還回路（トランジス
タＱ₁₂，Ｑ₁₅，Ｑ_１，Ｑ₁₁）とにより各トランジスタＱ
₁₆，Ｑ₁₂，Ｑ₁₁，Ｑ₁₅，Ｑ_１，Ｑ_２のバイアス電圧を安
定化するものである。また、負帰還回路（負帰還ルー
プ）のループゲインを小さくしているので、発振がしに
くくなっている。

実施例 すなわち、第４図において、第３図のカレントミラー回
路(12)を抵抗器Ｒ₁₂とダイオード接続にされたトランジ
スタＱ₁₅の直列回路に代替することで、負帰還ループの
ループゲインを抑制する。また、トランジスタＱ₁₅（第
３のトランジスタ）を入力側として、トランジスタＱ_１
（第１のトランジスタ），トランジスタＱ_２（第２のト
ランジスタ）およびトランジスタＱ₁₅によるカレントミ
ラー回路(14)を構成する。そして、トランジスタＱ
₁₅に、トランジスタＱ₁₁（第４のトランジスタ）とトラ
ンジスタＱ₁₂（第５のトランジスタ）による差動アンプ
(11)の出力を供給することで、トランジスタＱ_１，Ｑ_２
およびＱ₁₅にベース電流を供給する。さらに、トランジ
スタＱ_２の出力電流Ｉ_２をベース接地のトランジスタＱ
₁₆により取り出すと共に、ダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂及びト
ランジスタＱ₁₇によりトランジスタＱ₁₂の動作点を（Ｖ
_CC−Ｖ_Ｄ）に固定することにより、トランジスタＱ₁₁の
ベースにも差動アンプ(11)（トランジスタＱ₁₁，Ｑ₁₂）
とトランジスタＱ₁₅，Ｑ_１の負帰還ループで100％帰還
がかかりトランジスタＱ₁₁のベース電位もＶ_CC−Ｖ
_Ｄ（Ｄ₁₁−Ｖ_BE（Ｑ₁₂）＋Ｖ_BE（Ｑ₁₁）＝（Ｖ_CC−
Ｖ_Ｄ）になる。

すなわち、動作電圧が（Ｖ_CC−Ｖ_Ｄ）になり、第３図例
のものとほぼ同等の低電圧動作が可能である。その上、
トランジスタＱ_１のコレクタ電位は、信号電流の流れな
いバイアス用のダイオードＤ₁₁の順方向降下電圧Ｖ_Ｄで
決まるので、ダイオードＤ₁₁に流れる電流を変えること
（具体的には、トランジスタＱ₁₇のベースに接続されて
いる直流電圧源の電圧を変化させればよい。)、またはダ
イオードＤ₁₁をダイオードの複数個直列接続構成にする
ことによって、広い範囲でほぼ任意に設定できる。

なお、この第４図例の差動アンプ(11)とトランジスタＱ
₁₅，Ｑ_１の負帰還ループの利得は、第３図例の回路に比
較して、ほぼカレントミラー回路(12)を省略した分低く
なっているが、それでもなお、(iV)式及び(v)式の近似
式は十分に成立しているので（上記(iv)式及び(v)式の
導入過程は、第３図及び第４図に示す各枝の電流配分が
同じになっていることから、そのまま第４図例のものに
も適用できる。）、トランジスタＱ_１とＱ_２によるカレ
ントミラー回路の精度（入出力電流比）は第２図例のも
のに比較して高く（Ｉ_２／Ｉ_０ｎ）保持されている。

しかも、負帰還ループのループゲインを低くしているの
で、第３図例のものに比較して発振がしにくく安定な回
路動作が実現できる。

なお、基準電位点である電源電圧Ｖ_CCとトランジスＱ_１
のコレクタ間にコンデンサと抵抗よりなる発振防止回路
(18)を設けることで一層動作が安定する。

発明の効果 この発明によれば、第１のトランジスタを入力側とし、
第２のトランジスタを出力側をするカレントミラー回路
の電流比を希望する電流比にすることができる。

また、第１のトランジスタの入力側の電位を信号電流の
流れないダイオードの電圧降下で決めることができるの
で、このダイオードの順方向電流を変化させること、こ
のダイオードを直列に複数個接続することで動作電圧を
広い範囲で任意に設定できる。言い換えれば、ダイオー
ドには信号電流が流れていないので、ダイオードに流す
直流電流を回路の交流特性を無視して選定することがで
き、結果として第１のトランジスタのコレクタ−エミッ
タ間電圧を任意に設定できる。

さらに、基準電位点と第５のトランジスタ間に配される
ダイオードを１個にした場合、また流れる直流電流値を
小さくした場合には、第２図例のものに比較して、基準
電位点Ｖ_CCから第１のトランジスタのコレクタまでの動
作電圧が、（Ｖ_CC−２Ｖ_BE）から（Ｖ_CC−ＶD）にな
り、低電圧動作も可能である。

さらにまた、第１、第３〜第５のトランジスタによる負
帰還ループのループゲインが第３図例のものに比較して
小さいので、発振しにくく安定動作が実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図はこの発明を説明するための従来技術
の接続図、第３図はこの発明を説明するための接続図、
第４図はこの発明の一例の接続図である。 Ｑ_０は入力電流源である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１、第２及び第３のトランジスタのエミ
   ッタがそれぞれ抵抗器を通じて基準電位点に接続され、 上記第１、第２及び第３のトランジスタのベースが互い
   に接続され、 上記第１、第２及び第３のトランジスタとは逆極性の第
   ４及び第５のトランジスタにより差動アンプが構成さ
   れ、 上記第４のトランジスタのベースが上記第１のトランジ
   スタのコレクタに接続され、 上記基準電位点と他の基準電位点との間に複数のダイオ
   ードとベースにバイアス電圧が接続されたバイアス用ト
   ランジスタのコレクタ−エミッタとが直列接続された直
   列回路が配され、 上記第５のトランジスタベースが上記複数のダイオード
   のうち所定のダイオードの間に接続され、 上記第５のトランジスタのコレクタが上記第３のトラン
   ジスタのコレクタに接続されると共に、第２及び第３の
   トランジスタのベースに接続されて、 上記第１のトランジスタを入力側とすると共に、上記第
   ２のトランジスタを出力側とするカレントミラー回路。