JPH0694662A

JPH0694662A - 電子的測定装置

Info

Publication number: JPH0694662A
Application number: JP4268199A
Authority: JP
Inventors: Isao Tazawa; 勇夫田澤
Original assignee: KYOSEKI SEIHIN GIJUTSU KENKYUSHO KK; Japan Energy Corp
Current assignee: KYOSEKI SEIHIN GIJUTSU KENKYUSHO KK; Eneos Corp
Priority date: 1992-09-10
Filing date: 1992-09-10
Publication date: 1994-04-08
Anticipated expiration: 2013-12-09
Also published as: JP2832873B2

Abstract

(57)【要約】【目的】インタフェースの回路構成が簡略化でき、消
費電流が非常に少ない簡易型ディジタル−アナログ変換
器が使用できる電子的測定装置を提供する。【構成】測定装置のマイクロコンピュータ３２から被
測定物の濃度等に対応したパルス信号Ｐ₀ を一定周期で
出力する。このパルス信号Ｐ₀ をダイオードＤ１１、抵
抗Ｒ１１を介してコンデンサＣ１１に蓄積する。同時に
同じ周期のストローブ信号ＳＴＲをワンショットマルチ
ＭＭ１に出力し、一周期分のパルス電圧の蓄積が終了し
た時点でスイッチＳＷ１をオンさせ、蓄積電圧をアナロ
グ電圧信号として増幅回路ＡＭＰから出力させる。アナ
ログ電圧信号の出力後、スイッチＳＷ１をオフ、第２の
ワンショットマルチＭＭ２により第２のスイッチＳＷ２
をオンにしてコンデンサＣ１１に充電されている電荷を
放電させる。上記動作を繰り返すことにより、ディジタ
ルデータをアナログ出力に変換する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は一般的には気体や液体中
のある成分の濃度（量）等を測定する電子的測定装置に
関し、特に、測定結果のディジタル出力をアナログ出力
に変換する消費電流が非常に少ない簡易型のディジタル
−アナログ変換器を備えた電子的測定装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】従来、湿度のような気相中の水分濃度、
或は原油や潤滑油中の水分量のような液相中の濃度を測
定する電子的測定装置には、測定結果をパルス出力のよ
うなディジタルデータで出力するものがある。例えば、
静電容量変化型の電気的特性を有する水分（ガス）セン
サを使用する電子的測定装置では図５に示すように構成
され、また、抵抗変化型の電気的特性を有する水分（ガ
ス）センサを使用する電子的測定装置では図６に示すよ
うに構成されている。

【０００３】即ち、両測定装置ともＣ−ＭＯＳ型のシュ
ミットインバータ等の２つの直列に接続されたインバー
タ１１、１２と、前段のインバータ１１の帰還回路に挿
入された抵抗Ｒ１と、同じく前段のインバータ１１の入
力側に接続された静電容量素子（コンデンサ）Ｃ１とか
ら構成されたＣＲ発振回路１０を利用するもので、図５
の測定装置においては、センサとして水分などの被測定
物の濃度の変化に応じて静電容量が変化する静電容量変
化型のセンサＣｈが使用されるから、このセンサＣｈを
前段のインバータ１１の入力側と静電容量素子Ｃ１との
間に直列に挿入してＣＲ発振回路１０を構成している。

【０００４】図５の測定装置は、発振周波数決定用素子
であるセンサＣｈの静電容量が被測定物の濃度の変化に
応じて変化することによってＣＲ発振回路１０の発振周
波数を対応的に変化させ、この発振出力、即ち周波数信
号を例えば図示しないマイクロコンピュータに送り、マ
イクロコンピュータ内で演算処理して発振周波数を検出
し、この検出周波数を被測定物の濃度に対応するパルス
信号に変換して出力するものである。

【０００５】また、図６の測定装置においては、センサ
として水分などの被測定物の濃度の変化に応じて電気抵
抗値が変化する抵抗変化型のセンサＲｈが使用されるか
ら、上述のＣＲ発振回路１０において、前段のインバー
タ１１の帰還回路に挿入された抵抗Ｒ１の代わりにこの
抵抗変化型のセンサＲｈを発振周波数決定用抵抗素子と
して挿入し、ＣＲ発振回路１０を構成したものである。
この測定装置も、発振周波数決定用素子であるセンサＲ
ｈの電気抵抗値が被測定物の濃度の変化に応じて変化す
ることによってＣＲ発振回路１０の発振周波数を対応的
に変化させ、この発振出力、即ち周波数信号から、前述
したようにしてＣＲ発振回路１０の発振周波数を検出
し、その周波数に対応するパルス出力を提供するもので
ある。

【０００６】さらに、図７に示すように、水分などの被
測定物の濃度変化に応じて静電容量成分Ｃと電気抵抗成
分Ｒとが変化する電気的特性を有するセンサＧＳを使用
し、同じ構成の第１、第２、第３の３つのスイッチＸ、
Ｙ、Ｚにより、静電容量変化型のセンサとして使用する
ときには、図５のように、このセンサＧＳを前段のイン
バータ１１の入力側と静電容量素子Ｃ１との間に直列に
接続するように、また、抵抗可変型のセンサとして使用
するときには、図６のように、このセンサＧＳを前段の
インバータ１１の帰還回路中に抵抗器Ｒ１の代わりに挿
入するように、切り換え接続し、前述の図５及び図６に
示したＣＲ発振回路１０を構成するようにしたものも提
案されている。

【０００７】上記第１、第２、第３のスイッチＸ、Ｙ、
Ｚはそれぞれ１つの可動接点ＸＣ、ＹＣ、ＺＣと２つの
固定接点Ｘ０及びＸ１、Ｙ０及びＹ１、Ｚ０及びＺ１を
有し、第１のスイッチＸはその可動接点ＸＣが直流電圧
除去用の抵抗Ｒ２と静電容量素子Ｃ１との接続点に接続
され、第１の固定接点Ｘ０は接続されず、第２の固定接
点Ｘ１が前段のインバータ１１の入力側に接続されてい
る。また、第２のスイッチＹはその可動接点ＹＣがセン
サＧＳの他方の端子に接続され、第１の固定接点Ｙ０が
直流電圧除去用の抵抗Ｒ２と静電容量素子Ｃ１との接続
点に接続され、第２の固定接点Ｙ１が第３のスイッチＺ
の第２の固定接点Ｚ１と接続されている。さらに、第３
のスイッチＺはその可動接点ＺＣが前段のインバータ１
１の出力側に接続され、第１の固定接点Ｚ０が抵抗Ｒ１
に接続されている。

【０００８】上記構成において、３つのスイッチＸ、
Ｙ、Ｚの各可動接点ＸＣ、ＹＣ、ＺＣが図示するように
第１の固定接点Ｘ０、Ｙ０、Ｚ０側に接続されている
と、抵抗Ｒ１が前段のインバータ１１の帰還回路中に挿
入され、センサＧＳが前段のインバータ１１の入力側に
静電容量素子Ｃ１と直列に接続され、かつこのセンサＧ
Ｓの両端間に直流電圧除去用の抵抗Ｒ２が並列に接続さ
れた静電容量計測型の回路構成となり、上記図５と同じ
センサＧＳの静電容量値に対応して発振周波数が変化す
るＣＲ発振器１０が構成される。

【０００９】これに対し、３つのスイッチＸ、Ｙ、Ｚの
各可動接点ＸＣ、ＹＣ、ＺＣが第２の固定接点Ｘ１、Ｙ
１、Ｚ１側に接続されていると、抵抗Ｒ１の代わりにセ
ンサＧＳが前段のインバータ１１の帰還回路中に挿入さ
れ、また、前段のインバータ１１の入力側の直流電圧除
去用の抵抗Ｒ２が第１のスイッチＸによって短絡され、
前段のインバータ１１の入力側に静電容量素子Ｃ１が第
１のスイッチＸを通じて接続されるので、上記図６と同
じセンサＧＳの電気抵抗値に対応して発振周波数が変化
するＣＲ発振器１０が構成される。

【００１０】ＣＲ発振回路１０からの発振出力、即ち周
波数信号はマイクロコンピュータ２０に送られ、ここで
演算処理されて発振周波数が検出され、この検出周波数
を被測定物の濃度に対応するパルス信号に変換して出力
する。

【００１１】通常、インバータ１１及び１２としてＣ−
ＭＯＳ型のシュミットインバータが使用され、ＣＲ発振
回路１０からはセンサＧＳの静電容量値の変化又は電気
抵抗値の変化に対応して周波数が変化するパルス信号が
出力され、マイクロコンピュータ２０に送られる。マイ
クロコンピュータ２０は、本例では、入力された周波数
信号Ｆ_C 又はＦ_R のパルス数を計数するカウンタ部２１
と、演算処理プログラムを記憶しているＲＯＭ（リード
・オンリー・メモリ）を含む記憶部２２と、カウンタ部
２１で計数された一定時間内のパルス数から、記憶部２
２のプログラムに従って周波数を検出し、この検出周波
数を被測定物の濃度に対応するパルス出力に変換する演
算処理部２３と、演算処理部２３からの制御命令をそれ
ぞれの制御ラインＬＸ、ＬＹ、ＬＺを通じて各アナログ
スイッチＸ、Ｙ、Ｚに供給してこれらのスイッチの接続
態様を制御する制御ポート２４とから構成されている。

【００１２】なお、Ｃ−ＭＯＳ型のシュミットインバー
タ１１及び１２の動作態様について簡単に説明すると、
両シュミットインバータとも高レベルのスレッショルド
電圧Ｖ_THと低レベルのスレッショルド電圧Ｖ_TLの２つの
スレッショルド電圧を有し、入力電圧が高レベルのスレ
ッショルド電圧Ｖ_THより低いときには高レベルの出力電
圧Ｖ_H を発生し、また、入力電圧が高レベルのスレッシ
ョルド電圧Ｖ_THに達すると出力電圧が高レベルＶ_H から
低レベルＶ_L に切換わり、そして入力電圧が低レベルの
スレッショルド電圧Ｖ_TLに降下するまで低レベルの出力
電圧Ｖ_L を保持し、入力電圧が低レベルのスレッショル
ド電圧Ｖ_TLに降下したときに出力電圧が低レベルＶ_L か
ら高レベルＶ_H に切換わるように動作する。従って、Ｃ
Ｒ発振回路１０からは静電容量素子Ｃ１又は静電容量素
子Ｃ１とセンサＧＳの直列回路の静電容量の充放電に対
応した周期のパルス電圧が出力される。

【００１３】一方、例えば、各種の原動機、自動車のエ
ンジンオイル等に使用されている潤滑油は汚れ又は劣化
が進むと光の透過率が減少する。このため、潤滑油の一
部を光透過性の特定のセル中に収容し或はセル中を流
し、これにＬＥＤ（発光ダイオード）などの光源から光
を照射し、その透過光をフォトダイオードなどの光検出
素子で受光して透過光量を検出し、この検出結果（換言
すれば、潤滑油中の劣化生成物や不純物濃度）から潤滑
油の汚れ或は劣化の度合を判別するようにした電子的光
量測定装置が提案されている。このような電子的光量測
定装置にも測定結果をパルス出力のようなディジタルデ
ータとして出力するものがある。例えば、光源としてＬ
ＥＤを使用し、光検出素子としてフォトダイオードを使
用した電子的光量測定装置の一例を図８に示す。

【００１４】この光量測定装置は、光検出素子であるフ
ォトダイオードＰＤと、静電容量型の負荷であるコンデ
ンサＣと、Ｃ−ＭＯＳ型の第１のシュミットインバータ
１１と、このシュミットインバータ１１の帰還回路中に
抵抗Ｒと直列に挿入されたスイッチとして機能するダイ
オードＤとで照度（光量）に応じて周波数の変化するＣ
Ｒ発振回路１０を構成しており、ダイオードＤはフォト
ダイオードＰＤとは逆極性で接続され、また、フォトダ
イオードＰＤとコンデンサＣは所定の電圧源と接地間に
直列に接続され、それらの接続点が第１のシュミットイ
ンバータ１１の入力に接続されている。

【００１５】また、ＬＥＤ１３が所定の電圧源と接地間
にスイッチングトランジスタ１４を直列に介して接続さ
れており、このトランジスタ１４がオンのときに発光し
て光透過性のセル１５内に存在する潤滑油のような被測
定物１６に光を照射する。この被測定物１６を透過した
光はフォトダイオードＰＤに入射し、従って、入射光の
照度又は光量に比例した電流Ｉ_P がフォトダイオードＰ
Ｄに流れる。

【００１６】上記構成において、フォトダイオードＰＤ
に電流が流れず、従って、コンデンサＣに電荷が蓄積さ
れない初期状態においては、第１のシュミットインバー
タ１１の出力電圧は高レベルＶ_H にあるから、ダイオー
ドＤは逆方向にバイアスされてスイッチオフと同じ機能
をなす。それ故、抵抗Ｒには電流が流れず、コンデンサ
Ｃは充電可能状態にある。光量の測定が開始され、フォ
トダイオードＰＤに被測定光が入射すると、この入射光
の照度又は光量に比例した電流Ｉ_P がフォトダイオード
ＰＤに流れる。この電流Ｉ_P はコンデンサＣに蓄積さ
れ、電圧Ｖ_C に変換される。このコンデンサＣの充電電
圧Ｖ_C が第１のシュミットインバータ１１の高レベルの
スレッショルド電圧Ｖ_THに達すると、このシュミットイ
ンバータ１１の出力電圧は高レベルＶ_H から低レベルＶ
_L に切換わる。これによってダイオードＤは順方向にバ
イアスされてスイッチオンと同じ機能をなすから、コン
デンサＣの充電電圧Ｖ_C 及びフォトダイオードＰＤの出
力電流Ｉ_P は抵抗Ｒ及びダイオードＤを介して流れ、コ
ンデンサＣの充電電圧は放電される。放電によってコン
デンサＣの充電電圧Ｖ_C がシュミットインバータ１１の
低レベルスレッショルド電圧Ｖ_TLにまで降下すると、シ
ュミットインバータ１１の出力電圧は低レベルＶ_L から
高レベルＶ_H に切換わる。これによってダイオードＤは
再び逆バイアスされてオフ状態となるから、コンデンサ
Ｃに充電電流が流れる。以下、同様の動作が繰り返され
る結果、第１のシュミットインバータ１１の出力電圧、
即ち、ＣＲ発振回路１０からの出力電圧Ｖ₁ はコンデン
サＣの充放電周期に対応する周波数のパルス波形とな
る。

【００１７】この第１のシュミットインバータ１１の出
力電圧Ｖ₁ は、本例では、第１のシュミットインバータ
１１と同じＣ−ＭＯＳ型の第２のシュミットインバータ
１２に供給される。この第２のシュミットインバータ１
２も高レベルのスレッショルド電圧Ｖ_THと低レベルのス
レッショルド電圧Ｖ_TLの２つのスレッショルド電圧を有
し、同様に動作する。即ち、第１のシュミットインバー
タ１１から高レベルの電圧信号Ｖ_H が入力されていると
きには低レベルの電圧出力Ｖ_L を発生し、低レベルの電
圧信号Ｖ_L が入力されているときには高レベルの電圧出
力Ｖ_H を発生する。従って、第２のシュミットインバー
タ１２からは第１のシュミットインバータ１１のパルス
波形を反転した同じ周波数Ｆ₀ の出力電圧が発生され、
演算計測部であるマイクロコンピュータ２０に供給され
る。

【００１８】マイクロコンピュータ２０は、本例では、
ＣＲ発振回路１０から第２のシュミットインバータ１２
を通じて入力される周波数信号Ｆ₀ のパルス数を計数す
るカウンタ部２１と、演算処理プログラムを記憶してい
るＲＯＭ（リード・オンリー・メモリ）を含む記憶部２
２と、カウンタ部２１で計数された一定時間内のパルス
数から、記憶部２２のプログラムに従って周波数を検出
し、この検出周波数をフォトダイオードＰＤへの入射光
量に対応するパルス出力に変換する演算処理部２３とか
ら構成されている。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】上述した各電子的測定
装置から出力されるディジタルデータはインタフェース
を通じて、例えばカウンタに送られて水分値などの被測
定物の濃度を表示したり、また、さらにデータ処理する
ために他のコンピュータ等に送られている。さらに、メ
ータを含む各種のアナログ機器に必要なアナログ出力を
得るために、インタフェースにディジタル−アナログ変
換器を付設してディジタル出力をアナログ出力に変換し
ている。

【００２０】このため、各機器のインタフェースの回路
構成が複雑となり、設計に時間がかかり、コストアップ
になるとともに、小型化が困難である等の欠点があっ
た。また、消費電流が大きいという欠点もあった。

【００２１】従って、本発明の目的は、インタフェース
の回路構成が簡略化でき、コストダウン及び小型化が可
能であり、しかも消費電流が非常に少ない簡易型のディ
ジタル−アナログ変換器を備えた電子的測定装置を提供
することである。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記目的は本発明に係る
電子的測定装置によって達成される。要約すれば、本発
明は、被測定物の濃度に応じて発振周波数が変化するＣ
Ｒ発振回路と、該発振回路の発振出力の周波数を検出
し、該検出した周波数を前記被測定物の濃度に対応する
パルス信号に変換し、一定周期で出力する演算制御手段
と、該演算制御手段から出力されるパルス信号電圧を一
周期毎に蓄積して電圧信号に変換する電圧蓄積手段と、
該変換された電圧信号を増幅してアナログ信号として出
力する手段とを具備することを特徴とする電子的測定装
置である。

【００２３】

【実施例】以下、添付図面を参照して本発明の実施例に
ついて詳細に説明する。

【００２４】図１は本発明による電子的測定装置の一実
施例を示す構成図であり、測定装置３０と、カウンタ４
０と、独立の簡易型ディジタル−アナログ変換器５０
と、独立のインタフェース６０と、ホストコンピュータ
への接続用コネクタ７０とから構成されている。

【００２５】上記測定装置３０は、図５〜図８を参照し
て前述したような、被測定物の濃度等に応じて発振周波
数が変化するＣＲ発振回路を備え、測定結果をディジタ
ルデータとして出力する測定装置であれば任意の構成の
ものでよく、従って、図１ではＣＲ発振回路３１とこの
ＣＲ発振回路３１から発振される周波数信号の周波数を
検出し、この検出周波数を被測定物の濃度等に対応する
ディジタル信号に変換して出力するマイクロコンピュー
タ３２のみを例示するだけに留め、具体的な構成及び詳
細な説明は省略する。なお、本実施例ではマイクロコン
ピュータ３２は通常のようにカウンタ部、記憶部、演算
処理部等を有し、そして測定結果である演算処理部から
のディジタルデータ、即ちパルス信号Ｐ₀ はパラレル入
出力ポート（Ｉ／Ｏポート）を通じて一定周期で出力さ
れ、かつこのディジタルデータと同じ周期のストローブ
信号ＳＴＲがディジタルデータと同時にパラレルＩ／Ｏ
ポートから出力されるように構成されている。

【００２６】次に、本実施例の電子的測定装置に使用さ
れた簡易型ディジタル−アナログ変換器５０について図
２を参照して詳細に説明する。

【００２７】上述したように測定装置３０のマイクロコ
ンピュータ３２のパラレルＩ／Ｏポートからは被測定物
の濃度等に対応したパルス信号Ｐ₀ が一定周期毎に出力
される。このパルス信号Ｐ₀ はダイオードＤ１１、抵抗
Ｒ１１を介してコンデンサＣ１１に蓄積される。即ち、
パルス出力電圧が高レベルである区間のみ抵抗Ｒ１１を
通じてコンデンサＣ１１に電荷が充電される。ダイオー
ドＤ１１はパルス出力が低レベルにあるときにコンデン
サＣ１１に充電された電荷が放電されることを阻止する
ための逆電流防止用のダイオードである。

【００２８】一方、ストローブ信号ＳＴＲは第１のワン
ショットマルチバイブレータＭＭ１に供給される。この
第１のワンショットマルチバイブレータＭＭ１はストロ
ーブ信号ＳＴＲが高レベルから低レベルに変化したとき
に、即ち立ち下がったときに作動されるため、ストロー
ブ信号ＳＴＲが供給されているときにはその出力が低レ
ベルであり、従って、同様の動作を行なう（ただし、第
１のワンショットマルチバイブレータＭＭ１の出力が高
レベルから低レベルに変化したときに作動する）第２の
ワンショットマルチバイブレータＭＭ２の出力も低レベ
ルであるので、第１及び第２のスイッチＳＷ１及びＳＷ
２は図示するようにオフ状態にある。

【００２９】今、パルス信号Ｐ₀ のパルス幅をｔ１（高
レベルの時間）、その高レベルでの電圧値をＶとし、１
つのパルスによりコンデンサＣ１１に電荷が充電される
ことによりその電圧がＶｃになるとすると、次式が成立
する。

【００３０】Ｖｃ＝Ｖ（１−ｅ^{-t1/C11・R11} ）・・・（１）ｔ１＜＜Ｃ１１・Ｒ１１とすると、上式（１）は次のよ
うに表わせる。

【００３１】Ｖｃ＝Ｖ（ｔ１／Ｃ１１・Ｒ１１）・・・（２）１つの周期でＮ個のパルスが出力された場合、同様に式
（２）が成立すると仮定すれば、コンデンサＣ１１の電
圧Ｖｃ１は次の式で表わせる。

【００３２】Ｖｃ１＝Ｖ（Ｎｔ１／Ｃ１１・Ｒ１１）＝Ｎ（Ｖｔ１／Ｃ１１・Ｒ１１）・・・（３）よって、パルス数Ｎに比例した電圧Ｖｃ１がコンデンサ
Ｃ１１に蓄積されることになる。

【００３３】Ｎ個のパルスが出力されると、ストローブ
信号ＳＴＲが高レベルから低レベルに変化する。その立
ち下がりを第１のワンショットマルチバイブレータＭＭ
１が感知し、時定数ｔ２＝Ｒ１２・Ｃ１２のパルス幅の
パルスＶｓ１が１つ出力される。このワンショットマル
チバイブレータＭＭ１からの出力パルスＶｓ１により時
間ｔ２の間第１のスイッチＳＷ１がオン状態となり、コ
ンデンサＣ１１に充電されている電荷の一部がコンデン
サＣ１４に移される。そのときのコンデンサＣ１４の電
圧をＶｃ２とすると、全電荷ＱはＱ＝Ｃ１１・Ｖｃ１＝（Ｃ１１＋Ｃ１４）・Ｖｃ２・・・（４）となり、Ｃ１１＞＞Ｃ１４とすれば、Ｖｃ２＝Ｖｃ１と
なるため、コンデンサＣ１１の充電電圧Ｖｃ１がそのま
まコンデンサＣ１４に移されたことになる。

【００３４】ここで、コンデンサＣ１４のキャパシタン
スは非常に小さいので、第１のスイッチＳＷ１の漏れ電
流、接点間容量、そして増幅回路ＡＭＰの入力インピー
ダンス、バイアス電流の影響によりコンデンサＣ１４の
電圧が変化するので、それらの選定には十分に注意する
必要がある。例えばスイッチとしては、接点間の漏れ電
流が最も小さく、かつ接点間容量も小さいものを選定す
る必要がある。

【００３５】また、ワンショットマルチバイブレータＭ
Ｍ１のパルス幅ｔ２の時間を十分に取ることにより、コ
ンデンサＣ１４の電圧が変化する時間を最小限に抑える
等の配慮も必要である。例えば、前の周期においてコン
デンサＣ１４の電圧Ｖｃ２がＶｃ２＞＞Ｖｃ１であると
すると、第１のスイッチＳＷ１がオン状態にあるときに
はコンデンサＣ１１とＣ１４の合計の電荷Ｑ′は、第１
のスイッチＳＷ１がオン状態にあるときのコンデンサＣ
１１、Ｃ１４の電圧をＶｃ３とすると、Ｑ′＝Ｃ１１・Ｖｃ１＋Ｃ１４・Ｖｃ２＝（Ｃ１１＋Ｃ１４）・Ｖｃ３・・・（５）となり、この場合においてもコンデンサＣ１１の電圧が
コンデンサＣ１４にホールドされるには、即ち、Ｖｃ１
＝Ｖｃ３が成立するにはＣ１１・Ｖｃ１＞＞Ｃ１４・Ｖｃ２が成立する電圧の範囲（Ｖｃ１〜Ｖｃ２）で用いる必要
がある。

【００３６】しかし、一般に濃度は徐々に変わるもので
あるから、このような場合は必ずしも上式（５）を成立
させる必要はなく、Ｃ１１＞＞Ｃ１４の条件のみ成立さ
せればよい。

【００３７】第１のワンショットマルチバイブレータＭ
Ｍ１の出力パルスが立ち下がると、第１のスイッチＳＷ
１がオフ状態となり、同時に第２のワンショットマルチ
バイブレータＭＭ２が作動し、時定数ｔ３＝Ｒ１３・Ｃ
１３のパルス幅のパルスＶｓ２が１つ出力される。この
ワンショットマルチバイブレータＭＭ２からの出力パル
スＶｓ２により時間ｔ３の間第２のスイッチＳＷ２がオ
ン状態となり、コンデンサＣ１１に充電されている電荷
は急速に放電され、コンデンサＣ１１の電圧は０Ｖにな
る。これは次の周期のパルス出力によりコンデンサＣ１
１が再充電されるため、零点の補正を行なうものであ
る。また、ここで注意すべきことは、第１のスイッチＳ
Ｗ１がオフになると同時に第２のスイッチＳＷ２がオン
になるため、この動作により瞬時コンデンサＣ１４の電
荷が放電される可能性があり得る。従って、第２のスイ
ッチＳＷ２に対する制御ラインの前段に、例えばＣＲに
よる遅延回路を挿入することが好ましい。なお、第２の
スイッチＳＷ２についても第１のスイッチＳＷ１と同様
に、接点間の漏れ電流が最も小さく、かつ接点間容量も
小さいものを選定する必要がある。

【００３８】上述した信号ＳＴＲ、Ｐ₀ の波形、ワンシ
ョットマルチバイブレータＭＭ１、ＭＭ２の出力波形Ｖ
ｓ１、Ｖｓ２、及びコンデンサＣ１１、Ｃ１４の電圧波
形Ｖｃ１、Ｖｃ２を図３に示す。

【００３９】このようにして本実施例の簡易型ディジタ
ル−アナログ変換器５０によって変換されたアナログ信
号Ｖｃ２は増幅回路ＡＭＰで適当な大きさに増幅されて
例えば図示しない指示計に供給され、計測結果が表示さ
れたり、他のアナログ機器によってさらにデータ処理さ
れることになる。

【００４０】しかして、マイクロコンピュータ３２から
のパルス出力を簡単に独立のインタフェース６０に変換
するには、図４に示すように、１つの周期で出力される
Ｎ個のバイナリパルスよりなるディジタルデータの前と
後ろにスタートビットとエンドビットの２つのパルスを
入れるだけでよいが、これらスタートビット及びエンド
ビットのパルスもコンデンサＣ１１に充電されるので、
測定精度が低下する。これを防止するにはダイオードＤ
１１の前段にストローブ信号ＳＴＲとパルス出力Ｐ₀ と
のＡＮＤ回路を挿入すればよい。しかし、部品点数を１
点でも増やしたくない場合には、第１及び第２のスイッ
チＳＷ１及びＳＷ２として７４ＨＣ４０６６、４０５３
のような半導体スイッチを用いれば、使用しないで空い
ているデバイスがあるので、それをＡＮＤ回路の代わり
に用いることができるから、部品点数を増やすことなく
スタートビット及びエンドビットのパルスがコンデンサ
Ｃ１１に充電されるのを防止することができる。

【００４１】このように、本実施例では、ディジタルデ
ータ出力を一定周期毎に出力されるバイナリパルスと
し、このパルスデータを直接アナログ出力に変換するよ
うにしたので、回路構成の極めて簡単な簡易型ディジタ
ル−アナログ変換器５０が使用できるようになり、その
結果コストダウンが可能になるとともに消費電流が極め
て少なくなる。因みに、従来のディジタル−アナログ変
換器は数ｍＡ〜１０数ｍＡの消費電流であったのに対
し、本実施例のディジタル−アナログ変換器５０は最大
でも１ｍＡより少なかった。また、本実施例の電子的測
定装置を含む測定システムの構成を簡略化することがで
き、かつインタフェースの組み合わせによる幾つか機能
の異なる測定装置を構成することができる。さらに、各
機器のインタフェースの回路構成が簡略化できるので、
設計が容易となり、コストダウン、小型化が可能にな
る。

【００４２】なお、上記実施例では本発明による電子的
測定装置により、湿度のような気相中の水分濃度、原油
や潤滑油中の水分量のような液相中の濃度、或は自動車
のエンジンオイル等の潤滑油の汚れ又は劣化を計測する
場合について説明したが、他の種々の気体や液体中のあ
る成分の濃度を計測する場合にも、或は光源からの光が
透過し得る種々の液体、気体等の汚れ又は劣化（即ち、
汚染物質或は劣化生成物等の濃度）を計測する場合に
も、さらに光源からの光を反射する被測定物からの反射
光の照度（光量）を計測する場合にも、測定量をＣＲ発
振回路を使用して周波数信号に変換し、そして測定結果
をディジタルデータで出力するものであれば、本発明は
適用できるものである。

【００４３】また、上記実施例は本発明の単なる例示に
過ぎず、回路構成、使用する素子等は必要に応じて任意
に変更できるものである。例えば、Ｃ−ＭＯＳ型のシュ
ミットインバータ以外のインバータや他の回路素子を使
用してＣＲ発振回路を構成してもよいし、マイクロコン
ピュータ以外の演算制御素子を使用してもよい。また、
ＬＥＤ以外の光源を使用しても、フォトダイオード以外
の光検出素子を使用してもよいことは勿論である。さら
に、ＣＲ発振回路から発生される周波数出力はパルス以
外の周波数出力でもよい。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明による電子
的測定装置によれば、測定装置から出力されるディジタ
ルデータを一定周期毎に出力されるパルスデータとし、
このパルスデータを直接アナログ出力に変換するように
したので、回路構成の極めて簡単な簡易型ディジタル−
アナログ変換器が使用できるようになり、その結果コス
トダウンが可能になるとともに消費電流が非常に少なく
なる。また、測定システムの構成を簡略化することがで
き、しかもインタフェースの組み合わせによる幾つか機
能の異なる測定装置を構成することができる。さらに、
各機器のインタフェースの回路構成が簡略化できるの
で、設計が容易となり、小型化、低価格化が可能になる
等の多くの顕著な効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電子的測定装置の一実施例を示す
全体構成図である。

【図２】図１に示す本発明の電子的測定装置に使用され
た簡易型ディジタル−アナログ変換器の一具体例を示す
回路図である。

【図３】図２のディジタル−アナログ変換器の各部にお
ける電圧出力を示す波形図である。

【図４】図１の電子的測定装置から出力されるディジタ
ルデータの他の出力形態を示す波形図である。

【図５】従来の電子的測定装置の一例を示す回路図であ
る。。

【図６】従来の電子的測定装置の他の例を示す回路図で
ある。

【図７】従来の電子的測定装置のさらに他の例を示す回
路構成図である。

【図８】従来の電子的光量測定装置の一例を示す回路図
である。

【符号の説明】

１０ＣＲ発振回路１１、１２シュミットインバータ１３ＬＥＤ（発光ダイオード）１４スイッチングトランジスタ１５光透過性セル１６被測定物２０マイクロコンピュータ２１カウンタ部２２記憶部２３演算処理部３０測定装置３１ＣＲ発振回路３２マイクロコンピュータ４０カウンタ５０簡易型ディジタル−アナログ変換器６０インタフェース７０コンピュータＡＭＰ増幅回路ＭＭ１、ＭＭ２ワンショットマルチバイブレータＰＤフォトダイオードＳＷ１、ＳＷ２スイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】被測定物の濃度に応じて発振周波数が変
化するＣＲ発振回路と、該発振回路の発振出力の周波数
を検出し、該検出した周波数を前記被測定物の濃度に対
応するパルス信号に変換し、一定周期で出力する演算制
御手段と、該演算制御手段から出力されるパルス信号電
圧を一周期毎に蓄積して電圧信号に変換する電圧蓄積手
段と、該変換された電圧信号を増幅してアナログ信号と
して出力する手段とを具備することを特徴とする電子的
測定装置。
【請求項２】前記ＣＲ発振回路は、気相中又は液相中
のある成分の濃度に応じて静電容量成分又は電気抵抗成
分又は両成分が変化する電気的特性を有するセンサを発
振周波数決定用素子として含むことを特徴とする請求項
１の電子的測定装置。
【請求項３】前記ＣＲ発振回路は、被測定物からの透
過光又は反射光を受光するとともに受光量に応じて出力
電流が変化する光検出素子を含み、該光検出素子に入射
する前記被測定物からの光の照度（光量）に応じた周波
数信号を出力することを特徴とする請求項１の電子的測
定装置。