JPH0698554A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JPH0698554A JPH0698554A JP4243919A JP24391992A JPH0698554A JP H0698554 A JPH0698554 A JP H0698554A JP 4243919 A JP4243919 A JP 4243919A JP 24391992 A JP24391992 A JP 24391992A JP H0698554 A JPH0698554 A JP H0698554A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- induction thyristor
- diode
- electrostatic induction
- mos transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims abstract description 77
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims abstract description 18
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims abstract description 18
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 abstract description 25
- 238000011084 recovery Methods 0.000 abstract description 22
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 abstract description 22
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 abstract description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 abstract 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 31
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流回生用ダイオードの逆回復による急激な
電圧変動を抑えつつ負荷電圧波形を制御波形に近づけ
て、電流歪みを少なくすること。 【構成】 ハイサイドの静電誘導サイリスタ１及びＭＯ
Ｓトランジスタ４をターンオフする。次に、ほぼ同時に
ローサイドのＭＯＳトランジスタ６をターンオンする。
これにより、回生ダイオード７に電流が流れていた場合
は、直流電源Ｅ→回生ダイオード７→抵抗５→ＭＯＳト
ランジスタ６の経路で回生ダイオード７の逆回復電流が
流れ、回生ダイオード７は逆阻止状態に移行する。この
逆回復回復電流は抵抗５によって制限されているため
に、逆回復は緩やかになされ、回生ダイオード７の両端
の電圧変動のソフトなものになる。従って、静電誘導サ
イリスタ１を誤点弧させるようなノイズは発生しない。
電圧変動を抑えつつ負荷電圧波形を制御波形に近づけ
て、電流歪みを少なくすること。 【構成】 ハイサイドの静電誘導サイリスタ１及びＭＯ
Ｓトランジスタ４をターンオフする。次に、ほぼ同時に
ローサイドのＭＯＳトランジスタ６をターンオンする。
これにより、回生ダイオード７に電流が流れていた場合
は、直流電源Ｅ→回生ダイオード７→抵抗５→ＭＯＳト
ランジスタ６の経路で回生ダイオード７の逆回復電流が
流れ、回生ダイオード７は逆阻止状態に移行する。この
逆回復回復電流は抵抗５によって制限されているため
に、逆回復は緩やかになされ、回生ダイオード７の両端
の電圧変動のソフトなものになる。従って、静電誘導サ
イリスタ１を誤点弧させるようなノイズは発生しない。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、静電誘導サイリスタで
構成されるインバータ装置に関するものである。
構成されるインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】静電誘導サイリスタは、高耐圧、大電流
容量、低オン電圧、高速スイッチングを特徴とするスイ
ッチングデバイスであり、パワー回路への応用がますま
す期待されている。産業分野では、低損失・高速動作が
求められる動力用インバータへの応用が注目されてい
る。
容量、低オン電圧、高速スイッチングを特徴とするスイ
ッチングデバイスであり、パワー回路への応用がますま
す期待されている。産業分野では、低損失・高速動作が
求められる動力用インバータへの応用が注目されてい
る。
【０００３】従来のこの種のインバータ装置は、図４に
示すような回路構成となっている。尚、図５はひとつの
アームを取り出した要部回路図を示し、図６は同回路に
おける各部電圧，電流波形及び信号のタイミング図であ
る。図６（ａ）は静電誘導サイリスタ（ＳＩサイリス
タ）１９の制御信号のタイミング図を、同図（ｂ）は静
電誘導サイリスタ２０の制御信号のタイミング図を、同
図（ｃ）は回生用ダイオード２２に流れる電流波形を、
同図（ｄ）はダイオード２２の両端電圧波形をそれぞれ
示している。
示すような回路構成となっている。尚、図５はひとつの
アームを取り出した要部回路図を示し、図６は同回路に
おける各部電圧，電流波形及び信号のタイミング図であ
る。図６（ａ）は静電誘導サイリスタ（ＳＩサイリス
タ）１９の制御信号のタイミング図を、同図（ｂ）は静
電誘導サイリスタ２０の制御信号のタイミング図を、同
図（ｃ）は回生用ダイオード２２に流れる電流波形を、
同図（ｄ）はダイオード２２の両端電圧波形をそれぞれ
示している。
【０００４】図４に示すように従来のインバータ装置
は、第１の静電誘導サイリスタ１９と、前記第１の静電
誘導サイリスタ１９のカソード端子にアノード端子が接
続された第２の静電誘導サイリスタ２０と、第１の静電
誘導サイリスタ１９のアノード端子にカソード端子が接
続された第１の電流回生用のダイオード２２と、前記ダ
イオード２２のアノード端子にカソード端子が接続さ
れ、前記第２の静電誘導サイリスタ２０のカソード端子
にアノード端子が接続された第２のダイオード２３と、
前記第１の静電誘導サイリスタ１９のカソード端子に一
方の端子が接続され、前記第１のダイオード２２のアノ
ード端子に他方の端子が接続されたチョークコイル２１
を備えた回路２７をひとつのアームとして具備してい
る。
は、第１の静電誘導サイリスタ１９と、前記第１の静電
誘導サイリスタ１９のカソード端子にアノード端子が接
続された第２の静電誘導サイリスタ２０と、第１の静電
誘導サイリスタ１９のアノード端子にカソード端子が接
続された第１の電流回生用のダイオード２２と、前記ダ
イオード２２のアノード端子にカソード端子が接続さ
れ、前記第２の静電誘導サイリスタ２０のカソード端子
にアノード端子が接続された第２のダイオード２３と、
前記第１の静電誘導サイリスタ１９のカソード端子に一
方の端子が接続され、前記第１のダイオード２２のアノ
ード端子に他方の端子が接続されたチョークコイル２１
を備えた回路２７をひとつのアームとして具備してい
る。
【０００５】そして、前記回路２７と同一構成の２つの
回路２８及び２９が前記回路２７に並列に、第１の静電
誘導サイリスタ１９のアノード端子端子同士、第２の静
電誘導サイリスタ２０のカソード端子同士が接続され、
前記第１の静電誘導サイリスタ１９のアノード端子が正
極に接続され、前記第２の静電誘導サイリスタ２０のカ
ソード端子が負極に接続されるように直流電源Ｅに接続
される構成となっている。
回路２８及び２９が前記回路２７に並列に、第１の静電
誘導サイリスタ１９のアノード端子端子同士、第２の静
電誘導サイリスタ２０のカソード端子同士が接続され、
前記第１の静電誘導サイリスタ１９のアノード端子が正
極に接続され、前記第２の静電誘導サイリスタ２０のカ
ソード端子が負極に接続されるように直流電源Ｅに接続
される構成となっている。
【０００６】ところで、インバータ装置において回生ダ
イオードが逆回復する場合、大きな逆回復短絡電流がイ
ンバータアームに流れ、その回復時の電圧変動によるノ
イズで主素子が誤点弧するなどの問題があるため、回生
ダイオードの逆回復をソフトにするなどしてノイズを減
少させる必要があった。特に、主素子に静電誘導サイリ
スタを用いる場合は、静電誘導サイリスタの立ち上がり
時間が極めて高速で、ゲート・ドライブによる調節が困
難なことから、静電誘導サイリスタの電流制限による短
絡電流の制限が困難で、主回路側の対策が必要であっ
た。
イオードが逆回復する場合、大きな逆回復短絡電流がイ
ンバータアームに流れ、その回復時の電圧変動によるノ
イズで主素子が誤点弧するなどの問題があるため、回生
ダイオードの逆回復をソフトにするなどしてノイズを減
少させる必要があった。特に、主素子に静電誘導サイリ
スタを用いる場合は、静電誘導サイリスタの立ち上がり
時間が極めて高速で、ゲート・ドライブによる調節が困
難なことから、静電誘導サイリスタの電流制限による短
絡電流の制限が困難で、主回路側の対策が必要であっ
た。
【０００７】図５の従来例では、例えば、端子２６を通
して負荷からの電流が流れ込んでいるモードで第１の静
電誘導サイリスタ１９がオン状態で、第２の静電誘導サ
イリスタ２０がオフ状態の時は、第１の電流回生用のダ
イオード２２がオンして負荷からの電流は直流電源Ｅに
回生される。この後に、第１の静電誘導サイリスタ１９
がターンオフし、第２の静電誘導サイリスタ２０がター
ンオンすれば、回生ダイオード２２は直流電源Ｅによっ
て逆バイアスされてターンオフし、負荷電流は第２の静
電誘導サイリスタ２０に流れるようになる。
して負荷からの電流が流れ込んでいるモードで第１の静
電誘導サイリスタ１９がオン状態で、第２の静電誘導サ
イリスタ２０がオフ状態の時は、第１の電流回生用のダ
イオード２２がオンして負荷からの電流は直流電源Ｅに
回生される。この後に、第１の静電誘導サイリスタ１９
がターンオフし、第２の静電誘導サイリスタ２０がター
ンオンすれば、回生ダイオード２２は直流電源Ｅによっ
て逆バイアスされてターンオフし、負荷電流は第２の静
電誘導サイリスタ２０に流れるようになる。
【０００８】この過渡期に、回生ダイオード２２の蓄積
電荷を抽出して逆阻止状態になるために、直流電源Ｅ→
第１の回生ダイオード２２→チョークコイル２１→第２
の静電誘導サイリスタ２０の経路で短絡電流が流れる。
このような従来のインバータ装置によると、短絡電流の
立ち上がりはチョークコイル２１によって制限されるた
め、回生ダイオード２２の回復が緩やかになされる。こ
の結果、第１の回生ダイオード２２の両端の電圧変動
は、緩やかなものとなり、静電誘導サイリスタの誤動作
を誘引するノイズは減少するという利点を有している。
電荷を抽出して逆阻止状態になるために、直流電源Ｅ→
第１の回生ダイオード２２→チョークコイル２１→第２
の静電誘導サイリスタ２０の経路で短絡電流が流れる。
このような従来のインバータ装置によると、短絡電流の
立ち上がりはチョークコイル２１によって制限されるた
め、回生ダイオード２２の回復が緩やかになされる。こ
の結果、第１の回生ダイオード２２の両端の電圧変動
は、緩やかなものとなり、静電誘導サイリスタの誤動作
を誘引するノイズは減少するという利点を有している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
インバータ装置では、第２の静電誘導サイリスタ２０の
ターンオンの後に第１の回生ダイオード２２が回復する
までにチョークコイル２１によって電流が制限される時
間だけ遅れる。従って、負荷側への電圧波形が制御側か
らの波形とは異なり、負荷電流も歪みの大きなものにな
るため、負荷電流も影響を受けて歪み、損失も無視でき
ないという問題があった。
インバータ装置では、第２の静電誘導サイリスタ２０の
ターンオンの後に第１の回生ダイオード２２が回復する
までにチョークコイル２１によって電流が制限される時
間だけ遅れる。従って、負荷側への電圧波形が制御側か
らの波形とは異なり、負荷電流も歪みの大きなものにな
るため、負荷電流も影響を受けて歪み、損失も無視でき
ないという問題があった。
【００１０】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、電流回生用ダイオードの逆回復による急激な電
圧変動を抑えつつ負荷電圧波形を制御波形に近づけて、
電流歪みを少なくすることを目的としたインバータ装置
を提供するものである。
あって、電流回生用ダイオードの逆回復による急激な電
圧変動を抑えつつ負荷電圧波形を制御波形に近づけて、
電流歪みを少なくすることを目的としたインバータ装置
を提供するものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流電源に並
列に接続される直列接続した２個の静電誘導サイリスタ
と、前記静電誘導サイリスタにそれぞれ並列に接続され
た電流回生用ダイオードと、前記静電誘導サイリスタに
それぞれ並列に接続され、限流要素とスイッチ要素との
直列回路とで１つのインバータアーム回路を構成し、オ
ン側の静電誘導サイリスタ及びスイッチ要素のターンオ
フ後で、オフ側の静電誘導サイリスタのターンオン前に
オフ側のスイッチ要素をターンオンさせる制御手段を備
えたものである。
列に接続される直列接続した２個の静電誘導サイリスタ
と、前記静電誘導サイリスタにそれぞれ並列に接続され
た電流回生用ダイオードと、前記静電誘導サイリスタに
それぞれ並列に接続され、限流要素とスイッチ要素との
直列回路とで１つのインバータアーム回路を構成し、オ
ン側の静電誘導サイリスタ及びスイッチ要素のターンオ
フ後で、オフ側の静電誘導サイリスタのターンオン前に
オフ側のスイッチ要素をターンオンさせる制御手段を備
えたものである。
【００１２】
【作用】本発明によれば、オン側の静電誘導サイリスタ
及びスイッチ要素のターンオフ後で、オフ側の静電誘導
サイリスタのターンオン前にオフ側のスイッチ要素をタ
ーンオンさせることで、直流電源、電流回生用ダイオー
ド、限流要素、スイッチ要素の経路で電流回生用ダイオ
ードの逆回復電流が流れることになり、また、この逆回
復電流は限流要素により制限されて、逆回復は緩やかに
行われる。従って、電流回生用ダイオードの両端の電圧
変動はソフトなものになり、静電誘導サイリスタを誤点
弧させるようなノイズは発生しない。このように、主電
流経路とは別の経路で電流回生用ダイオードをソフトに
逆回復させることができる。従って、電流回生用ダイオ
ードの逆回復による急激な電圧変動を抑えつつ、負荷電
圧波形を制御波形に近づけて、電流歪みの少ないインバ
ータ動作が可能となる。
及びスイッチ要素のターンオフ後で、オフ側の静電誘導
サイリスタのターンオン前にオフ側のスイッチ要素をタ
ーンオンさせることで、直流電源、電流回生用ダイオー
ド、限流要素、スイッチ要素の経路で電流回生用ダイオ
ードの逆回復電流が流れることになり、また、この逆回
復電流は限流要素により制限されて、逆回復は緩やかに
行われる。従って、電流回生用ダイオードの両端の電圧
変動はソフトなものになり、静電誘導サイリスタを誤点
弧させるようなノイズは発生しない。このように、主電
流経路とは別の経路で電流回生用ダイオードをソフトに
逆回復させることができる。従って、電流回生用ダイオ
ードの逆回復による急激な電圧変動を抑えつつ、負荷電
圧波形を制御波形に近づけて、電流歪みの少ないインバ
ータ動作が可能となる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図３はインバータ装置の回路図を示し、図１は図
３の１つのアームを取り出した要部回路図を示し、図２
は同回路における各部電圧・電流波形及び信号のタイミ
ング図である。図２（ａ）は第１の静電誘導サイリスタ
１のゲート制御信号を、同図（ｂ）はＭＯＳトランジス
タ６のゲート制御信号を、同図（ｃ）は第２の静電誘導
サイリスタ２のゲート制御信号を、同図（ｄ）は第１の
回生ダイオード７の電流波形を、同図（ｅ）は第１の回
生ダイオード７の両端電圧波形をそれぞれ示している。
する。図３はインバータ装置の回路図を示し、図１は図
３の１つのアームを取り出した要部回路図を示し、図２
は同回路における各部電圧・電流波形及び信号のタイミ
ング図である。図２（ａ）は第１の静電誘導サイリスタ
１のゲート制御信号を、同図（ｂ）はＭＯＳトランジス
タ６のゲート制御信号を、同図（ｃ）は第２の静電誘導
サイリスタ２のゲート制御信号を、同図（ｄ）は第１の
回生ダイオード７の電流波形を、同図（ｅ）は第１の回
生ダイオード７の両端電圧波形をそれぞれ示している。
【００１４】図３に示すように、本発明のインバータ装
置は、静電誘導サイリスタ１と、この静電誘導サイリス
タ１のアノード・カソード端子間に並列に、前記静電誘
導サイリスタ１のアノード端子にカソード端子が接続さ
れ、静電誘導サイリスタ１のカソード端子にアノード端
子が接続された電流回生用ダイオード７と、前記静電誘
導サイリスタ１のアノード端子に一方の端子が接続され
た抵抗３と、前記抵抗３の他方の端子にドレインが接続
され、前記静電誘導サイリスタ２のカソード端子にソー
スが接続されたＭＯＳトランジスタ６とで構成された第
１の回路１４を設けている。
置は、静電誘導サイリスタ１と、この静電誘導サイリス
タ１のアノード・カソード端子間に並列に、前記静電誘
導サイリスタ１のアノード端子にカソード端子が接続さ
れ、静電誘導サイリスタ１のカソード端子にアノード端
子が接続された電流回生用ダイオード７と、前記静電誘
導サイリスタ１のアノード端子に一方の端子が接続され
た抵抗３と、前記抵抗３の他方の端子にドレインが接続
され、前記静電誘導サイリスタ２のカソード端子にソー
スが接続されたＭＯＳトランジスタ６とで構成された第
１の回路１４を設けている。
【００１５】そして、前記第１の回路１４と同一構成の
第２の回路１５が前記第１の回路１４の静電誘導サイリ
スタ１のカソード端子と、前記第２の回路１５の静電誘
導サイリスタ２のアノード端子が接続されるように構成
された回路１６を１つのアームとして具備している。更
に、前記インバータアーム回路１６と同一構成の２つの
インバータアーム回路１７及び１８が前記インバータア
ーム回路１６に並列に、静電誘導サイリスタ１のアノー
ド端子同士、静電誘導サイリスタ２のカソード端子同士
が接続され、前記静電誘導サイリスタ１のアノード端子
が正極に接続され、前記静電誘導サイリスタ２のカソー
ド端子が負極に接続されるように直流電源Ｅに接続され
る構成となっている。
第２の回路１５が前記第１の回路１４の静電誘導サイリ
スタ１のカソード端子と、前記第２の回路１５の静電誘
導サイリスタ２のアノード端子が接続されるように構成
された回路１６を１つのアームとして具備している。更
に、前記インバータアーム回路１６と同一構成の２つの
インバータアーム回路１７及び１８が前記インバータア
ーム回路１６に並列に、静電誘導サイリスタ１のアノー
ド端子同士、静電誘導サイリスタ２のカソード端子同士
が接続され、前記静電誘導サイリスタ１のアノード端子
が正極に接続され、前記静電誘導サイリスタ２のカソー
ド端子が負極に接続されるように直流電源Ｅに接続され
る構成となっている。
【００１６】また、上記静電誘導サイリスタ１，２、Ｍ
ＯＳトランジスタ４，６をオンオフ制御する制御手段Ａ
が設けられており、制御手段Ａからの信号が端子９〜１
２に入力され、静電誘導サイリスタ１，２、ＭＯＳトラ
ンジスタ４，６のゲートへ制御信号が入力されるように
なっている。次に、本発明のインバータ装置の動作を図
１及び図３に基づいて説明する。最初に、インバータア
ームのハイサイドの静電誘導サイリスタ１及びＭＯＳト
ランジスタ４がオン状態で、ローサイドの静電誘導サイ
リスタ２及びＭＯＳトランジスタ６がオフ状態のモード
を考える。
ＯＳトランジスタ４，６をオンオフ制御する制御手段Ａ
が設けられており、制御手段Ａからの信号が端子９〜１
２に入力され、静電誘導サイリスタ１，２、ＭＯＳトラ
ンジスタ４，６のゲートへ制御信号が入力されるように
なっている。次に、本発明のインバータ装置の動作を図
１及び図３に基づいて説明する。最初に、インバータア
ームのハイサイドの静電誘導サイリスタ１及びＭＯＳト
ランジスタ４がオン状態で、ローサイドの静電誘導サイ
リスタ２及びＭＯＳトランジスタ６がオフ状態のモード
を考える。
【００１７】次に、状態を逆に変化させるためには、ま
ず、ハイサイドの静電誘導サイリスタ１及びＭＯＳトラ
ンジスタ４をターンオフする（図２（ａ）参照）。次
に、ほぼ同時にローサイドのＭＯＳトランジスタ６をタ
ーンオンする（図２（ｂ）参照）。こうすることによっ
て、回生ダイオード７に電流が流れていた場合は、直流
電源Ｅ→回生ダイオード７→抵抗５→ＭＯＳトランジス
タ６の経路で回生ダイオード７の逆回復電流が流れ、回
生ダイオード７は逆阻止状態に移行する（図２（ｄ），
（ｅ）参照）。
ず、ハイサイドの静電誘導サイリスタ１及びＭＯＳトラ
ンジスタ４をターンオフする（図２（ａ）参照）。次
に、ほぼ同時にローサイドのＭＯＳトランジスタ６をタ
ーンオンする（図２（ｂ）参照）。こうすることによっ
て、回生ダイオード７に電流が流れていた場合は、直流
電源Ｅ→回生ダイオード７→抵抗５→ＭＯＳトランジス
タ６の経路で回生ダイオード７の逆回復電流が流れ、回
生ダイオード７は逆阻止状態に移行する（図２（ｄ），
（ｅ）参照）。
【００１８】ここで、この逆回復回復電流は抵抗５によ
って制限されているために、逆回復は緩やかになされ、
回生ダイオード７の両端の電圧変動のソフトなものにな
り、静電誘導サイリスタ１を誤点弧させるようなノイズ
は発生しない。また、ＭＯＳトランジスタ６をターンオ
ンした時に、静電誘導サイリスタ１に電流が流れていた
場合は、その電流の一部が抵抗５→ＭＯＳトランジスタ
６の経路で流れるが、抵抗５によって電流は制限される
ので、大きな電流は流れない。
って制限されているために、逆回復は緩やかになされ、
回生ダイオード７の両端の電圧変動のソフトなものにな
り、静電誘導サイリスタ１を誤点弧させるようなノイズ
は発生しない。また、ＭＯＳトランジスタ６をターンオ
ンした時に、静電誘導サイリスタ１に電流が流れていた
場合は、その電流の一部が抵抗５→ＭＯＳトランジスタ
６の経路で流れるが、抵抗５によって電流は制限される
ので、大きな電流は流れない。
【００１９】また、この場合には、静電誘導サイリスタ
１の両端電圧が先に上がるので、抵抗５の両端には電源
電圧より小さな電圧しか印加されず、損失は少ない。そ
の後、インターロック時間の後に、静電誘導サイリスタ
２をターンオンすることにより（図２（ｃ）参照）、主
電流は静電誘導サイリスタ２に流れ始める。更に、状態
を変化させ、元の状態に戻すためには前述の手順におい
て、ハイサイドの静電誘導サイリスタ１、抵抗３、ＭＯ
Ｓトランジスタ４及び回生ダイオード７とローサイドの
静電誘導サイリスタ２、抵抗５、ＭＯＳトランジスタ６
及び回生ダイオード８とを置き換えて行えばよい。
１の両端電圧が先に上がるので、抵抗５の両端には電源
電圧より小さな電圧しか印加されず、損失は少ない。そ
の後、インターロック時間の後に、静電誘導サイリスタ
２をターンオンすることにより（図２（ｃ）参照）、主
電流は静電誘導サイリスタ２に流れ始める。更に、状態
を変化させ、元の状態に戻すためには前述の手順におい
て、ハイサイドの静電誘導サイリスタ１、抵抗３、ＭＯ
Ｓトランジスタ４及び回生ダイオード７とローサイドの
静電誘導サイリスタ２、抵抗５、ＭＯＳトランジスタ６
及び回生ダイオード８とを置き換えて行えばよい。
【００２０】従って、本発明によれば、主電流経路とは
別の経路で回生ダイオードをソフトに逆回復させること
ができるため、回生ダイオードの逆回復による急激な電
圧変動を抑えることができる。また、インターロック時
間中に回生ダイオードを回復するので、その後の遅れは
なく、主電流経路上に電流制限要素が常駐しないことと
合わせて、負荷電圧波形を制御波形に近づけて、電流歪
みの少ないインバータ動作が可能となる。
別の経路で回生ダイオードをソフトに逆回復させること
ができるため、回生ダイオードの逆回復による急激な電
圧変動を抑えることができる。また、インターロック時
間中に回生ダイオードを回復するので、その後の遅れは
なく、主電流経路上に電流制限要素が常駐しないことと
合わせて、負荷電圧波形を制御波形に近づけて、電流歪
みの少ないインバータ動作が可能となる。
【００２１】なお、ここでは、電流制限のために抵抗を
用いたがチョークコイルであってもよい。また、回復経
路のスイッチング素子としてＭＯＳトランジスタを用い
たが、自己消弧型の素子であれば良いことは言うまでも
ない。
用いたがチョークコイルであってもよい。また、回復経
路のスイッチング素子としてＭＯＳトランジスタを用い
たが、自己消弧型の素子であれば良いことは言うまでも
ない。
【００２２】
【発明の効果】本発明は上述のように、直流電源に並列
に接続される直列接続した２個の静電誘導サイリスタ
と、前記静電誘導サイリスタにそれぞれ並列に接続され
た電流回生用ダイオードと、前記静電誘導サイリスタに
それぞれ並列に接続され、限流要素とスイッチ要素との
直列回路とで１つのインバータアーム回路を構成し、オ
ン側の静電誘導サイリスタ及びスイッチ要素のターンオ
フ後で、オフ側の静電誘導サイリスタのターンオン前に
オフ側のスイッチ要素をターンオンさせる制御手段を備
えたものであるから、オン側の静電誘導サイリスタ及び
スイッチ要素のターンオフ後で、オフ側の静電誘導サイ
リスタのターンオン前にオフ側のスイッチ要素をターン
オンさせることで、直流電源、電流回生用ダイオード、
限流要素、スイッチ要素の経路で電流回生用ダイオード
の逆回復電流が流れることになり、また、この逆回復電
流は限流要素により制限されて、逆回復は緩やかに行わ
れる。従って、電流回生用ダイオードの両端の電圧変動
はソフトなものになり、静電誘導サイリスタを誤点弧さ
せるようなノイズは発生しない。このように、主電流経
路とは別の経路で電流回生用ダイオードをソフトに逆回
復させることができる。従って、電流回生用ダイオード
の逆回復による急激な電圧変動を抑えつつ、負荷電圧波
形を制御波形に近づけて、電流歪みの少ないインバータ
動作が可能となるという効果を奏するものである。
に接続される直列接続した２個の静電誘導サイリスタ
と、前記静電誘導サイリスタにそれぞれ並列に接続され
た電流回生用ダイオードと、前記静電誘導サイリスタに
それぞれ並列に接続され、限流要素とスイッチ要素との
直列回路とで１つのインバータアーム回路を構成し、オ
ン側の静電誘導サイリスタ及びスイッチ要素のターンオ
フ後で、オフ側の静電誘導サイリスタのターンオン前に
オフ側のスイッチ要素をターンオンさせる制御手段を備
えたものであるから、オン側の静電誘導サイリスタ及び
スイッチ要素のターンオフ後で、オフ側の静電誘導サイ
リスタのターンオン前にオフ側のスイッチ要素をターン
オンさせることで、直流電源、電流回生用ダイオード、
限流要素、スイッチ要素の経路で電流回生用ダイオード
の逆回復電流が流れることになり、また、この逆回復電
流は限流要素により制限されて、逆回復は緩やかに行わ
れる。従って、電流回生用ダイオードの両端の電圧変動
はソフトなものになり、静電誘導サイリスタを誤点弧さ
せるようなノイズは発生しない。このように、主電流経
路とは別の経路で電流回生用ダイオードをソフトに逆回
復させることができる。従って、電流回生用ダイオード
の逆回復による急激な電圧変動を抑えつつ、負荷電圧波
形を制御波形に近づけて、電流歪みの少ないインバータ
動作が可能となるという効果を奏するものである。
【図１】本発明の実施例のインバータ装置の要部回路図
である。
である。
【図２】同上の図１の動作波形図である。
【図３】同上のインバータ装置の回路図である。
【図４】従来例のインバータ装置の回路図である。
【図５】同上のインバータ装置の要部回路図である。
【図６】同上の図５の動作波形図である。
１ 静電誘導サイリスタ ２ 静電誘導サイリスタ ３ 抵抗 ４ ＭＯＳトランジスタ ５ 抵抗 ６ ＭＯＳトランジスタ ７ 電流回生用ダイオード ８ 電流回生用ダイオード Ｅ 直流電源 Ａ 制御手段
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源に並列に接続される直列接続し
た２個の静電誘導サイリスタと、前記静電誘導サイリス
タにそれぞれ並列に接続された電流回生用ダイオード
と、前記静電誘導サイリスタにそれぞれ並列に接続さ
れ、限流要素とスイッチ要素との直列回路とで１つのイ
ンバータアーム回路を構成し、オン側の静電誘導サイリ
スタ及びスイッチ要素のターンオフ後で、オフ側の静電
誘導サイリスタのターンオン前にオフ側のスイッチ要素
をターンオンさせる制御手段を備えたことを特徴とする
インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4243919A JPH0698554A (ja) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4243919A JPH0698554A (ja) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0698554A true JPH0698554A (ja) | 1994-04-08 |
Family
ID=17110971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4243919A Withdrawn JPH0698554A (ja) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0698554A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008079475A (ja) * | 2006-09-25 | 2008-04-03 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
| JP2013021670A (ja) * | 2011-06-15 | 2013-01-31 | Denso Corp | 半導体装置 |
-
1992
- 1992-09-14 JP JP4243919A patent/JPH0698554A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008079475A (ja) * | 2006-09-25 | 2008-04-03 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
| JP2013021670A (ja) * | 2011-06-15 | 2013-01-31 | Denso Corp | 半導体装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3339311B2 (ja) | 自己消弧形半導体素子の駆動回路 | |
| JP4432215B2 (ja) | 半導体スイッチング素子のゲート駆動回路 | |
| JP3141613B2 (ja) | 電圧駆動形素子の駆動方法及びその回路 | |
| JP2004228768A (ja) | ゲート駆動回路 | |
| JPH0947015A (ja) | 自己消弧形半導体素子の駆動回路 | |
| JP2793946B2 (ja) | 電力用スイッチング装置 | |
| JPH0698554A (ja) | インバータ装置 | |
| JP2002135097A (ja) | 半導体装置および半導体装置モジュール | |
| JP2000014127A (ja) | 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路 | |
| JPH06217524A (ja) | 静電誘導サイリスタの駆動回路 | |
| JPH02179262A (ja) | 電圧駆動形半導体素子のゲート駆動回路 | |
| JP2003143831A (ja) | ゲート駆動回路 | |
| JPS625539B2 (ja) | ||
| JP3448944B2 (ja) | Ｓｉサイリスタの駆動回路 | |
| JP3416065B2 (ja) | 半導体素子の駆動回路 | |
| JP2794064B2 (ja) | 自己保持機能と自己ターン・オフ機能を持つスイッチング回路と自己発振型直列インバータ回路 | |
| JPH0520992B2 (ja) | ||
| JPS627783B2 (ja) | ||
| SU1631619A1 (ru) | Устройство дл бездуговой коммутации цепей посто нного тока | |
| JPH08149831A (ja) | 電圧型インバータ | |
| JP3667927B2 (ja) | 同時オン防止手段 | |
| JPS5910165A (ja) | ゲートターンオフサイリスタのスイッチング回路 | |
| JPH0257376B2 (ja) | ||
| JPH07236285A (ja) | インバータ装置 | |
| JP2024154016A (ja) | ゲート駆動回路及び電力変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991130 |