JPH07111471A - 受信機 - Google Patents
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- JPH07111471A JPH07111471A JP5277641A JP27764193A JPH07111471A JP H07111471 A JPH07111471 A JP H07111471A JP 5277641 A JP5277641 A JP 5277641A JP 27764193 A JP27764193 A JP 27764193A JP H07111471 A JPH07111471 A JP H07111471A
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ミキサ回路におけるキャリアリークを大幅に
低減する。 【構成】 直交形に構成した１対の第１ミキサ回路１
１、２１において、受信した高周波信号Ｓrを、ベース
バンドの１対の第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21に周波数変
換する。直交形に構成した１対の第２ミキサ回路１３、
２３において、第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21を、所定の
中間周波数の１対の第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23に周波
数変換する。この第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23を互いに
演算した結果の第２中間周波信号Ｓ3からもとの信号を
復調する。第２ミキサ回路１３、２３の出力信号Ｓ13、
Ｓ23が供給されるとともに、この出力信号Ｓ13、Ｓ23に
含まれるキャリアリーク成分を検出する１対の検出回路
３１、４１を設ける。この検出回路３１、４１の出力信
号を、第２ミキサ回路に供給して、キャリアリーク成分
が減少するように、第２ミキサ回路１３、２３の直流バ
ランスを補正する。
低減する。 【構成】 直交形に構成した１対の第１ミキサ回路１
１、２１において、受信した高周波信号Ｓrを、ベース
バンドの１対の第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21に周波数変
換する。直交形に構成した１対の第２ミキサ回路１３、
２３において、第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21を、所定の
中間周波数の１対の第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23に周波
数変換する。この第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23を互いに
演算した結果の第２中間周波信号Ｓ3からもとの信号を
復調する。第２ミキサ回路１３、２３の出力信号Ｓ13、
Ｓ23が供給されるとともに、この出力信号Ｓ13、Ｓ23に
含まれるキャリアリーク成分を検出する１対の検出回路
３１、４１を設ける。この検出回路３１、４１の出力信
号を、第２ミキサ回路に供給して、キャリアリーク成分
が減少するように、第２ミキサ回路１３、２３の直流バ
ランスを補正する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、スーパーヘテロダイ
ン方式の受信機に関する。
ン方式の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】スーパーヘテロダイン方式の受信機とし
て、例えば図８に示すように、ダブルスーパーヘテロダ
イン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプの受信機
が知られている。この受信機は、第１周波数変換及び第
２周波数変換を、直交変換により行うことにより、イメ
ージ特性を改善しているものであるが、その動作は以下
のとおりである。
て、例えば図８に示すように、ダブルスーパーヘテロダ
イン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプの受信機
が知られている。この受信機は、第１周波数変換及び第
２周波数変換を、直交変換により行うことにより、イメ
ージ特性を改善しているものであるが、その動作は以下
のとおりである。
【０００３】すなわち、図８の受信機は、コードレス電
話の受信部を構成している場合であり、その受信信号は
ＦＭ信号である。そして、その受信したＦＭ信号Ｓr
が、端子１から高周波アンプ２を通じて直交変換のＩ軸
用及びＱ軸用の第１ミキサ回路１１、２１に供給され
る。
話の受信部を構成している場合であり、その受信信号は
ＦＭ信号である。そして、その受信したＦＭ信号Ｓr
が、端子１から高周波アンプ２を通じて直交変換のＩ軸
用及びＱ軸用の第１ミキサ回路１１、２１に供給され
る。
【０００４】また、第１局部発振回路１４から受信信号
Ｓrのキャリア周波数に等しい周波数の第１局部発振信
号Ｓ14が取り出され、この信号Ｓ14がミキサ回路１１に
供給されるとともに、移相回路２４に供給されてπ／２
だけ移相され、その移相信号Ｓ24がミキサ回路２１に第
１局部発振信号として供給される。
Ｓrのキャリア周波数に等しい周波数の第１局部発振信
号Ｓ14が取り出され、この信号Ｓ14がミキサ回路１１に
供給されるとともに、移相回路２４に供給されてπ／２
だけ移相され、その移相信号Ｓ24がミキサ回路２１に第
１局部発振信号として供給される。
【０００５】したがって、簡単のため、図９Ａに示すよ
うに、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。
うに、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号成
分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有する
とともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。
【０００６】また、 Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ14、Ｓ24の振幅 とすれば、 Ｓ14＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ24＝Ｅ1・cosωoｔ である。
【０００７】したがって、 Ｓ11、Ｓ12：ミキサ回路１１、２１の出力信号 とすれば、 Ｓ11＝Ｓr・Ｓ14 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ21＝Ｓr・Ｓ24 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。
【０００８】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ11、Ｓ21がローパスフィルタ１２、２２に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ12、Ｓ22として取り出され、 Ｓ12＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ22＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、図９Ａからも明らかなよう
に、信号Ｓ12、Ｓ22は、ベースバンドの信号である。
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ11、Ｓ21がローパスフィルタ１２、２２に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ12、Ｓ22として取り出され、 Ｓ12＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ22＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、図９Ａからも明らかなよう
に、信号Ｓ12、Ｓ22は、ベースバンドの信号である。
【０００９】さらに、これら信号Ｓ12、Ｓ22が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１３、２３に供
給される。また、第２局部発振回路１５から比較的低い
周波数の第２局部発振信号Ｓ15が取り出され、この信号
Ｓ15がミキサ回路１３に供給されるとともに、移相回路
２５に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
25がミキサ回路２３に第２局部発振信号として供給され
る。
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１３、２３に供
給される。また、第２局部発振回路１５から比較的低い
周波数の第２局部発振信号Ｓ15が取り出され、この信号
Ｓ15がミキサ回路１３に供給されるとともに、移相回路
２５に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
25がミキサ回路２３に第２局部発振信号として供給され
る。
【００１０】したがって、 Ｓ15＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ25＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ15、Ｓ25の振幅 ωs＝２πｆs ｆsは、例えば55ｋHz とするとともに、 Ｓ13、Ｓ14：ミキサ回路１３、２３の出力信号 とすれば、 Ｓ13＝Ｓ12・Ｓ15 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ23＝Ｓ22・Ｓ25 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。
【００１１】そして、これらの信号Ｓ13、Ｓ23におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ13、Ｓ
23を変形すると、 Ｓ13＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ23＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ13、Ｓ
23を変形すると、 Ｓ13＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ23＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。
【００１２】そして、これら信号Ｓ13、Ｓ23が加算回路
３に供給されて加算され、加算回路３からは、 Ｓ3＝Ｓ13＋Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ で示される加算信号Ｓ3が取り出される。
３に供給されて加算され、加算回路３からは、 Ｓ3＝Ｓ13＋Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ で示される加算信号Ｓ3が取り出される。
【００１３】そして、この加算信号Ｓ3を図示すると、
図９Ｂに示すようになり、この信号Ｓ3は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信
号Ｓ3は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。
図９Ｂに示すようになり、この信号Ｓ3は、もとの受信
信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に周
波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、信
号Ｓ3は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。
【００１４】そこで、この第２中間周波信号Ｓ3が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４及びリミッタ
アンプ５を通じてＦＭ復調回路６に供給されてもとのオ
ーディオ信号が復調され、このオーディオ信号が端子７
に取り出される。
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４及びリミッタ
アンプ５を通じてＦＭ復調回路６に供給されてもとのオ
ーディオ信号が復調され、このオーディオ信号が端子７
に取り出される。
【００１５】なお、加算回路３において、信号Ｓ13と信
号Ｓ23との加算を行わずに、減算を行うと、 Ｓimg＝Ｓ13−Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。そして、この信号Ｓimgは、上記した本来の第
２中間周波信号Ｓ3の占有周波数帯域において、その信
号Ｓ3の周波数スペクトラムを反転した状態で分布する
妨害信号、すなわち、イメージ妨害信号である。
号Ｓ23との加算を行わずに、減算を行うと、 Ｓimg＝Ｓ13−Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。そして、この信号Ｓimgは、上記した本来の第
２中間周波信号Ｓ3の占有周波数帯域において、その信
号Ｓ3の周波数スペクトラムを反転した状態で分布する
妨害信号、すなわち、イメージ妨害信号である。
【００１６】そして、一般に、ＦＭ受信機であれば、そ
の中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周
波フィルタはセラミックフィルタにより構成することに
なり、ＩＣ化することができない。しかし、上述の受信
機においては、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバ
ンドであり、第２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低く
することができるので、フィルタ１２、２２、４を、抵
抗器、コンデンサ及びアンプを有するアクティブフィル
タにより構成することができ、したがって、端子１から
端子７までをフィルタ１２、２２、４を含んでモノリシ
ックＩＣに１チップＩＣ化することができる。
の中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周
波フィルタはセラミックフィルタにより構成することに
なり、ＩＣ化することができない。しかし、上述の受信
機においては、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバ
ンドであり、第２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低く
することができるので、フィルタ１２、２２、４を、抵
抗器、コンデンサ及びアンプを有するアクティブフィル
タにより構成することができ、したがって、端子１から
端子７までをフィルタ１２、２２、４を含んでモノリシ
ックＩＣに１チップＩＣ化することができる。
【００１７】文献：IEEE Journal of Solid State Circ
uit, 1987 No.6 (Dec.)など
uit, 1987 No.6 (Dec.)など
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上述した構
成の受信機には、２つの大きな問題点があり、実用に適
さない。その第１の問題点は、第２ミキサ回路１３、２
３が理想的な動作をしないことに起因するもので、第２
局部発振信号Ｓ15、Ｓ25の一部が、ミキサ回路１３、２
３から加算回路３にリークしてトラブルを生じることで
ある。
成の受信機には、２つの大きな問題点があり、実用に適
さない。その第１の問題点は、第２ミキサ回路１３、２
３が理想的な動作をしないことに起因するもので、第２
局部発振信号Ｓ15、Ｓ25の一部が、ミキサ回路１３、２
３から加算回路３にリークしてトラブルを生じることで
ある。
【００１９】すなわち、ミキサ回路１３（及び２３）と
しては、一般に、図１０に示すようなダブルバランス形
のスイッチング回路（平衡変調回路）が使用され、下側
のトランジスタＱ2、Ｑ3のベース間に第１中間周波信号
Ｓ12（あるいはＳ22）が供給され、上側のトランジスタ
Ｑ4〜Ｑ7のベース間に、矩形状の第２局部発振信号Ｓ15
（あるいはＳ25）が供給される。こうして、トランジス
タＱ2、Ｑ3のコレクタから出力される信号Ｓ12が、信号
Ｓ15によりスイッチングされ、トランジスタＱ4〜Ｑ7の
コレクタから、第２中間周波信号Ｓ13（あるいはＳ23）
が取り出される。
しては、一般に、図１０に示すようなダブルバランス形
のスイッチング回路（平衡変調回路）が使用され、下側
のトランジスタＱ2、Ｑ3のベース間に第１中間周波信号
Ｓ12（あるいはＳ22）が供給され、上側のトランジスタ
Ｑ4〜Ｑ7のベース間に、矩形状の第２局部発振信号Ｓ15
（あるいはＳ25）が供給される。こうして、トランジス
タＱ2、Ｑ3のコレクタから出力される信号Ｓ12が、信号
Ｓ15によりスイッチングされ、トランジスタＱ4〜Ｑ7の
コレクタから、第２中間周波信号Ｓ13（あるいはＳ23）
が取り出される。
【００２０】そして、この場合、トランジスタＱ1〜Ｑ7
の特性や直流バイアスが完全にバランスしていれば、ト
ランジスタＱ4〜Ｑ7からは、目的とする第２中間周波信
号Ｓ13だけが出力される。しかし、実際には、トランジ
スタＱ1〜Ｑ7の特性や直流バイアスのバランスに乱れが
ある。そして、このような乱れがあると、トランジスタ
Ｑ4〜Ｑ7から出力される第２中間周波信号Ｓ13には、キ
ャリア成分（第２局部発振信号Ｓ15の成分）が含まれて
しまう。すなわち、キャリアリークを生じてしまう。
の特性や直流バイアスが完全にバランスしていれば、ト
ランジスタＱ4〜Ｑ7からは、目的とする第２中間周波信
号Ｓ13だけが出力される。しかし、実際には、トランジ
スタＱ1〜Ｑ7の特性や直流バイアスのバランスに乱れが
ある。そして、このような乱れがあると、トランジスタ
Ｑ4〜Ｑ7から出力される第２中間周波信号Ｓ13には、キ
ャリア成分（第２局部発振信号Ｓ15の成分）が含まれて
しまう。すなわち、キャリアリークを生じてしまう。
【００２１】このため、これまでは、例えば図１０に示
すように、トランジスタＱ2のベースバイアス電圧ＶB2
を基準にしてトランジスタＱ3のベースバイアス電圧ＶB
3を調整し、キャリアリークが最小となるようにしてい
る。
すように、トランジスタＱ2のベースバイアス電圧ＶB2
を基準にしてトランジスタＱ3のベースバイアス電圧ＶB
3を調整し、キャリアリークが最小となるようにしてい
る。
【００２２】しかし、これでは、受信機ごとに調整を行
う必要があり、受信機の生産性が悪くなってしまう。ま
た、受信機の周囲温度が変化すると、最適調整点が変化
するので、温度補償も必要となり、これが簡単ではなか
った。
う必要があり、受信機の生産性が悪くなってしまう。ま
た、受信機の周囲温度が変化すると、最適調整点が変化
するので、温度補償も必要となり、これが簡単ではなか
った。
【００２３】そのような調整をしないで、トランジスタ
の特性や直流バランスの精度を保つ方法として、ＩＣ化
が有効であるが、図１０のミキサ回路１３、２３をＩＣ
化してもキャリア抑圧度は40〜50dB程度が限界であり、
それ以上キャリアリークを小さくするには、やはり外部
からの調整が必要である。
の特性や直流バランスの精度を保つ方法として、ＩＣ化
が有効であるが、図１０のミキサ回路１３、２３をＩＣ
化してもキャリア抑圧度は40〜50dB程度が限界であり、
それ以上キャリアリークを小さくするには、やはり外部
からの調整が必要である。
【００２４】そして、このようにミキサ回路１３、２３
からキャリアリークを生じていると、図８の受信機の場
合、そのキャリア周波数は周波数ｆ2であって第２中間
周波数ｆ2に等しいので、第２中間周波信号Ｓ3と、その
キャリアリーク成分とを分離することが非常に困難であ
り、この結果、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指
示などを行う場合、それらが誤動作してしまう。さら
に、キャリアリーク成分と第２中間周波信号Ｓ3との間
でビートを生じて受信特性が悪くなってしまう。
からキャリアリークを生じていると、図８の受信機の場
合、そのキャリア周波数は周波数ｆ2であって第２中間
周波数ｆ2に等しいので、第２中間周波信号Ｓ3と、その
キャリアリーク成分とを分離することが非常に困難であ
り、この結果、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指
示などを行う場合、それらが誤動作してしまう。さら
に、キャリアリーク成分と第２中間周波信号Ｓ3との間
でビートを生じて受信特性が悪くなってしまう。
【００２５】また、第２の問題点は、第１中間周波信号
Ｓ12、Ｓ22がベースバンドであることに起因するもの
で、受信レベルの大きな受信信号Ｓrを扱えないことで
ある。
Ｓ12、Ｓ22がベースバンドであることに起因するもの
で、受信レベルの大きな受信信号Ｓrを扱えないことで
ある。
【００２６】すなわち、図８の受信機においては、第１
ミキサ回路１１、２１から第２ミキサ回路１３、２３ま
での信号区間では、 第１中間周波数≦信号成分の周波数 である。
ミキサ回路１１、２１から第２ミキサ回路１３、２３ま
での信号区間では、 第１中間周波数≦信号成分の周波数 である。
【００２７】このため、たとえ受信信号ＳrがＦＭ信号
であっても、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22がクリップす
ると、そのクリップの生じた期間は情報が欠落し、信号
Ｓ12、Ｓ22を、その信号周波数以下のサンプリング周波
数でサンプリングすることになり、ビート障害や歪みが
発生する。
であっても、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22がクリップす
ると、そのクリップの生じた期間は情報が欠落し、信号
Ｓ12、Ｓ22を、その信号周波数以下のサンプリング周波
数でサンプリングすることになり、ビート障害や歪みが
発生する。
【００２８】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。
ようとするものである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、直交形に構成した１対の第１ミキサ回路１１、２１
において、受信した高周波信号Ｓrを、ベースバンドの
１対の第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21に周波数変換し、直
交形に構成した１対の第２ミキサ回路１３、２３におい
て、１対の第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21を、所定の中間
周波数ｆsの１対の第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23に周波
数変換し、この１対の第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23を互
いに演算し、復調回路６において、演算した結果の第２
中間周波信号Ｓ3からもとの信号を復調するようにした
ダブルスーパーヘテロダイン方式の受信機において、１
対の第２ミキサ回路１３、２３の出力信号Ｓ13、Ｓ23が
供給されるとともに、この出力信号Ｓ13、Ｓ23に含まれ
るキャリアリーク成分を検出する１対の検出回路３１、
４１を設け、この１対の検出回路３１、４１の出力信号
を、１対の第２ミキサ回路に供給して、キャリアリーク
成分が減少するように、１対の第２ミキサ回路１３、２
３の直流バランスを補正するものである。
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、直交形に構成した１対の第１ミキサ回路１１、２１
において、受信した高周波信号Ｓrを、ベースバンドの
１対の第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21に周波数変換し、直
交形に構成した１対の第２ミキサ回路１３、２３におい
て、１対の第１中間周波信号Ｓ11、Ｓ21を、所定の中間
周波数ｆsの１対の第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23に周波
数変換し、この１対の第２中間周波信号Ｓ13、Ｓ23を互
いに演算し、復調回路６において、演算した結果の第２
中間周波信号Ｓ3からもとの信号を復調するようにした
ダブルスーパーヘテロダイン方式の受信機において、１
対の第２ミキサ回路１３、２３の出力信号Ｓ13、Ｓ23が
供給されるとともに、この出力信号Ｓ13、Ｓ23に含まれ
るキャリアリーク成分を検出する１対の検出回路３１、
４１を設け、この１対の検出回路３１、４１の出力信号
を、１対の第２ミキサ回路に供給して、キャリアリーク
成分が減少するように、１対の第２ミキサ回路１３、２
３の直流バランスを補正するものである。
【００３０】
【作用】検出回路によりミキサ回路のキャリアリークが
検出され、この検出出力によりそのキャリアリークが減
少するように、ミキサ回路の直流バランスが補正され
る。また、キャリアリークが大幅に減少することによ
り、ＡＧＣが正常に動作するようになる。
検出され、この検出出力によりそのキャリアリークが減
少するように、ミキサ回路の直流バランスが補正され
る。また、キャリアリークが大幅に減少することによ
り、ＡＧＣが正常に動作するようになる。
【００３１】
【実施例】図１において、端子１から端子７までの受信
信号Ｓrの受信系については、上述のように構成され
る。また、第２ミキサ回路１３、２３は、図１０のミキ
サ回路と同様、例えば図２に示すように、トランジスタ
Ｑ11〜Ｑ17によりダブルバランス形のスイッチング回路
により構成されるとともに、第１中間周波信号Ｓ12（あ
るいはＳ22）の供給されるトランジスタＱ12、Ｑ13に
は、抵抗器Ｒ11、Ｒ12を通じて等しいベースバイアス電
圧ＶBが供給される。
信号Ｓrの受信系については、上述のように構成され
る。また、第２ミキサ回路１３、２３は、図１０のミキ
サ回路と同様、例えば図２に示すように、トランジスタ
Ｑ11〜Ｑ17によりダブルバランス形のスイッチング回路
により構成されるとともに、第１中間周波信号Ｓ12（あ
るいはＳ22）の供給されるトランジスタＱ12、Ｑ13に
は、抵抗器Ｒ11、Ｒ12を通じて等しいベースバイアス電
圧ＶBが供給される。
【００３２】そして、ミキサ回路１３のキャリアリーク
成分の検出回路として、同期検波回路３１が設けられ、
ミキサ回路１３の出力信号Ｓ13が、同期検波回路３１に
検波入力として供給されるとともに、局部発振回路１５
からの第２局部発振信号Ｓ15が、同期検波回路３１に基
準信号として供給され、この同期検波回路３１の出力信
号がローパスフィルタ３２に供給される。
成分の検出回路として、同期検波回路３１が設けられ、
ミキサ回路１３の出力信号Ｓ13が、同期検波回路３１に
検波入力として供給されるとともに、局部発振回路１５
からの第２局部発振信号Ｓ15が、同期検波回路３１に基
準信号として供給され、この同期検波回路３１の出力信
号がローパスフィルタ３２に供給される。
【００３３】そして、このローパスフィルタ３２の出力
電圧Ｖ32が、定電流回路あるいは出力抵抗の大きいアン
プ３３に供給されて電流Ｉ33に変換され、この電流Ｉ33
が第２ミキサ回路１３（図２）の例えばトランジスタＱ
13のベースに供給される。
電圧Ｖ32が、定電流回路あるいは出力抵抗の大きいアン
プ３３に供給されて電流Ｉ33に変換され、この電流Ｉ33
が第２ミキサ回路１３（図２）の例えばトランジスタＱ
13のベースに供給される。
【００３４】同様に、ミキサ回路２３のキャリアリーク
成分の検出回路として、同期検波回路４１が設けられ、
ミキサ回路２３の出力信号Ｓ23が、同期検波回路４１に
検波入力として供給されるとともに、移相回路２５から
の移相信号Ｓ25が、同期検波回路４１に基準信号として
供給され、同期検波回路４１の出力信号が、ローパスフ
ィルタ４２に供給されて所定の直流電圧が取り出され
る。そして、この直流電圧が、定電流回路あるいは出力
抵抗の大きいアンプ４３に供給されて電流Ｉ43に変換さ
れ、この電流Ｉ43が第２ミキサ回路２３の一方のトラン
ジスタＱ13のベースに供給される。
成分の検出回路として、同期検波回路４１が設けられ、
ミキサ回路２３の出力信号Ｓ23が、同期検波回路４１に
検波入力として供給されるとともに、移相回路２５から
の移相信号Ｓ25が、同期検波回路４１に基準信号として
供給され、同期検波回路４１の出力信号が、ローパスフ
ィルタ４２に供給されて所定の直流電圧が取り出され
る。そして、この直流電圧が、定電流回路あるいは出力
抵抗の大きいアンプ４３に供給されて電流Ｉ43に変換さ
れ、この電流Ｉ43が第２ミキサ回路２３の一方のトラン
ジスタＱ13のベースに供給される。
【００３５】さらに、加算回路３からの第２中間周波信
号Ｓ3が、レベル検出回路５１に供給されて遅延ＡＧＣ
電圧Ｖ51が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ51がアンプ５２
を通じてアンプ２にその利得の制御電圧として供給され
る。
号Ｓ3が、レベル検出回路５１に供給されて遅延ＡＧＣ
電圧Ｖ51が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ51がアンプ５２
を通じてアンプ２にその利得の制御電圧として供給され
る。
【００３６】このような構成によれば、ミキサ回路１３
にキャリアリークを生じると、同期検波回路３１におい
て、そのキャリアリーク成分が、これに等しい周波数の
第２局部発振信号Ｓ15により同期検波されるので、ロー
パスフィルタ３２からは、例えば図３Ａに示すように、
キャリアリーク成分の極性（正相あるいは逆相）及び大
きさに対応してレベルがＳ字状に変化する直流電圧Ｖ32
が出力される。
にキャリアリークを生じると、同期検波回路３１におい
て、そのキャリアリーク成分が、これに等しい周波数の
第２局部発振信号Ｓ15により同期検波されるので、ロー
パスフィルタ３２からは、例えば図３Ａに示すように、
キャリアリーク成分の極性（正相あるいは逆相）及び大
きさに対応してレベルがＳ字状に変化する直流電圧Ｖ32
が出力される。
【００３７】そして、この直流電圧Ｖ32が、アンプ３３
により例えば図３Ｂに示すように変化する電流Ｉ33に変
換され、トランジスタＱ13のベースに供給される。した
がって、キャリアリーク成分が正相の場合には、電流Ｉ
33がトランジスタＱ13のベース電流を増加させ、キャリ
アリーク成分が逆相の場合には、電流Ｉ33がトランジス
タＱ13のベース電流を減少させる。また、このとき、そ
のベース電流の増減の大きさは、電流Ｉ33の大きさに対
応する。
により例えば図３Ｂに示すように変化する電流Ｉ33に変
換され、トランジスタＱ13のベースに供給される。した
がって、キャリアリーク成分が正相の場合には、電流Ｉ
33がトランジスタＱ13のベース電流を増加させ、キャリ
アリーク成分が逆相の場合には、電流Ｉ33がトランジス
タＱ13のベース電流を減少させる。また、このとき、そ
のベース電流の増減の大きさは、電流Ｉ33の大きさに対
応する。
【００３８】したがって、電流Ｉ33によりトランジスタ
Ｑ12、Ｑ13の直流バランスが、図１０の電圧ＶB3による
場合と同様に補正され、ミキサ回路１３からのキャリア
リークが大幅に低減される。
Ｑ12、Ｑ13の直流バランスが、図１０の電圧ＶB3による
場合と同様に補正され、ミキサ回路１３からのキャリア
リークが大幅に低減される。
【００３９】同様に、アンプ４３の出力電流Ｉ43により
ミキサ回路２３のトランジスタＱ12、Ｑ13の直流バラン
スも補正される。したがって、ミキサ回路２３からのキ
ャリアリークも大幅に低減される。
ミキサ回路２３のトランジスタＱ12、Ｑ13の直流バラン
スも補正される。したがって、ミキサ回路２３からのキ
ャリアリークも大幅に低減される。
【００４０】そして、この場合、このキャリアリークの
低減化回路は、負帰還ループを構成しているので、その
ループゲインをＧNFとすれば、キャリアリークの大きさ
は、負帰還ループを構成していない場合（図８の場合）
に比べ、１／ＧNF倍となる。例えば、ループゲインＧNF
を100倍とすれば、キャリアリークの大きさは1/100とな
り、40dBの改善が得られることになる。
低減化回路は、負帰還ループを構成しているので、その
ループゲインをＧNFとすれば、キャリアリークの大きさ
は、負帰還ループを構成していない場合（図８の場合）
に比べ、１／ＧNF倍となる。例えば、ループゲインＧNF
を100倍とすれば、キャリアリークの大きさは1/100とな
り、40dBの改善が得られることになる。
【００４１】こうして、まず、第１の問題点であるミキ
サ回路１３、２３のキャリアリークの発生が大幅に低減
されるので、このキャリアリークに起因する各種のトラ
ブルを防止することができ、ＡＧＣ、受信電界レベルの
表示、同調指示などを行う場合、それらを正しく動作さ
せることができる。さらに、キャリアリーク成分と第２
中間周波信号Ｓ3との間でビートを生じて受信特性が悪
くなることもない。
サ回路１３、２３のキャリアリークの発生が大幅に低減
されるので、このキャリアリークに起因する各種のトラ
ブルを防止することができ、ＡＧＣ、受信電界レベルの
表示、同調指示などを行う場合、それらを正しく動作さ
せることができる。さらに、キャリアリーク成分と第２
中間周波信号Ｓ3との間でビートを生じて受信特性が悪
くなることもない。
【００４２】一方、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22と、第
２中間周波信号Ｓ3とは上記のような関係にあるので、
信号Ｓ3のレベルは、信号Ｓ12、Ｓ22のレベルに対応し
ている。また、上述のようにミキサ回路１３、２３のキ
ャリアリークを無視できるので、ＡＧＣ電圧Ｖ51による
ＡＧＣを正しく動作させることができる。
２中間周波信号Ｓ3とは上記のような関係にあるので、
信号Ｓ3のレベルは、信号Ｓ12、Ｓ22のレベルに対応し
ている。また、上述のようにミキサ回路１３、２３のキ
ャリアリークを無視できるので、ＡＧＣ電圧Ｖ51による
ＡＧＣを正しく動作させることができる。
【００４３】したがって、第２中間周波信号Ｓ3のレベ
ルが一定となるように、受信信号ＳrのレベルがＡＧＣ
制御され、このとき、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22のレ
ベルも一定となる。この結果、端子１の受信信号Ｓrの
受信レベルが大きいときでも、第１中間周波信号Ｓ12、
Ｓ22のクリップすることがないので、ビート障害や歪み
を発生することがない。
ルが一定となるように、受信信号ＳrのレベルがＡＧＣ
制御され、このとき、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22のレ
ベルも一定となる。この結果、端子１の受信信号Ｓrの
受信レベルが大きいときでも、第１中間周波信号Ｓ12、
Ｓ22のクリップすることがないので、ビート障害や歪み
を発生することがない。
【００４４】こうして、第２の問題点も解決でき、受信
レベルの大きい受信信号Ｓrに対しても良好な受信特性
を得ることができる。
レベルの大きい受信信号Ｓrに対しても良好な受信特性
を得ることができる。
【００４５】図４〜図６は、上述したキャリアリーク成
分の低減化回路をＩＣ化した場合の具体例を、図面の都
合で、分割して示す。なお、図６は一部を図４と重複し
て示す。
分の低減化回路をＩＣ化した場合の具体例を、図面の都
合で、分割して示す。なお、図６は一部を図４と重複し
て示す。
【００４６】すなわち、第１中間周波信号Ｓ12及び直流
バイアス電圧ＶBが、端子Ｔ11から抵抗器Ｒ11を通じて
第２ミキサ回路１３のトランジスタＱ12のベースに供給
される。また、端子Ｔ11が、抵抗器Ｒ12を通じてトラン
ジスタＱ13のベースに接続されるとともに、このベース
と接地との間に、端子Ｔ12を通じてコンデンサＣ11が外
付けされる。このコンデンサＣ11は、トランジスタＱ13
のベースを、第１中間周波信号Ｓ12から見て交流的にバ
イパスするとともに、ローパスフィルタ３２の一部を構
成するものである。
バイアス電圧ＶBが、端子Ｔ11から抵抗器Ｒ11を通じて
第２ミキサ回路１３のトランジスタＱ12のベースに供給
される。また、端子Ｔ11が、抵抗器Ｒ12を通じてトラン
ジスタＱ13のベースに接続されるとともに、このベース
と接地との間に、端子Ｔ12を通じてコンデンサＣ11が外
付けされる。このコンデンサＣ11は、トランジスタＱ13
のベースを、第１中間周波信号Ｓ12から見て交流的にバ
イパスするとともに、ローパスフィルタ３２の一部を構
成するものである。
【００４７】さらに、バランス形の第２局部発振信号Ｓ
15が、端子Ｔ13、Ｔ14から、エミッタフォロワのトラン
ジスタＱ21、Ｑ22を通じてトランジスタＱ14、Ｑ17のベ
ースと、トランジスタＱ15、Ｑ16のベースとの間に供給
され、トランジスタＱ14、Ｑ16のコレクタと、トランジ
スタＱ15、Ｑ17のコレクタとからバランス形の第２中間
周波信号Ｓ13が取り出される。
15が、端子Ｔ13、Ｔ14から、エミッタフォロワのトラン
ジスタＱ21、Ｑ22を通じてトランジスタＱ14、Ｑ17のベ
ースと、トランジスタＱ15、Ｑ16のベースとの間に供給
され、トランジスタＱ14、Ｑ16のコレクタと、トランジ
スタＱ15、Ｑ17のコレクタとからバランス形の第２中間
周波信号Ｓ13が取り出される。
【００４８】そして、この信号Ｓ13が、エミッタフォロ
ワのトランジスタＱ23、Ｑ24及びエミッタ接地のトラン
ジスタＱ25、Ｑ26を通じてカレントミラー回路６１のト
ランジスタＱ27、Ｑ28に供給されてアンバランス形の信
号Ｓ13に変換される。また、第２中間周波信号Ｓ23も同
様に処理されるとともに、カレントミラー回路６２にお
いて、アンバランス形の信号Ｓ23に変換される。
ワのトランジスタＱ23、Ｑ24及びエミッタ接地のトラン
ジスタＱ25、Ｑ26を通じてカレントミラー回路６１のト
ランジスタＱ27、Ｑ28に供給されてアンバランス形の信
号Ｓ13に変換される。また、第２中間周波信号Ｓ23も同
様に処理されるとともに、カレントミラー回路６２にお
いて、アンバランス形の信号Ｓ23に変換される。
【００４９】そして、カレントミラー回路６１、６２の
出力端が互いに接続されて加算回路３が構成されるとと
もに、第２中間周波信号Ｓ3が取り出され、この信号Ｓ3
がバッファアンプ６３に通じて後段（図示せず）に供給
される。
出力端が互いに接続されて加算回路３が構成されるとと
もに、第２中間周波信号Ｓ3が取り出され、この信号Ｓ3
がバッファアンプ６３に通じて後段（図示せず）に供給
される。
【００５０】さらに、トランジスタＱ31〜Ｑ37によりダ
ブルバランス形の同期検波回路３１が構成され、第２ミ
キサ回路１３の出力信号（第２中間周波信号）Ｓ13が、
トランジスタＱ23、Ｑ24を通じてトランジスタＱ33、Ｑ
32のベースに供給されるとともに、第２局部発振信号Ｓ
15が、端子Ｔ13、Ｔ14からトランジスタＱ34、Ｑ37のベ
ースと、トランジスタＱ35、Ｑ36のベースとの間に供給
される。こうして、トランジスタＱ34、Ｑ36のコレクタ
及びトランジスタＱ35、Ｑ37のコレクタから、バランス
形の同期検波信号Ｓ31が取り出される。
ブルバランス形の同期検波回路３１が構成され、第２ミ
キサ回路１３の出力信号（第２中間周波信号）Ｓ13が、
トランジスタＱ23、Ｑ24を通じてトランジスタＱ33、Ｑ
32のベースに供給されるとともに、第２局部発振信号Ｓ
15が、端子Ｔ13、Ｔ14からトランジスタＱ34、Ｑ37のベ
ースと、トランジスタＱ35、Ｑ36のベースとの間に供給
される。こうして、トランジスタＱ34、Ｑ36のコレクタ
及びトランジスタＱ35、Ｑ37のコレクタから、バランス
形の同期検波信号Ｓ31が取り出される。
【００５１】そして、この同期検波信号Ｓ31が、トラン
ジスタＱ41、Ｑ42のベースに供給される。このトランジ
スタＱ41、Ｑ42は、差動アンプ６４を構成しているとと
もに、そのコレクタには、カレントミラー回路６５を構
成するトランジスタＱ43、Ｑ44が接続され、差動アンプ
６４及びカレントミラー回路６５によりアンプ３３が構
成される。
ジスタＱ41、Ｑ42のベースに供給される。このトランジ
スタＱ41、Ｑ42は、差動アンプ６４を構成しているとと
もに、そのコレクタには、カレントミラー回路６５を構
成するトランジスタＱ43、Ｑ44が接続され、差動アンプ
６４及びカレントミラー回路６５によりアンプ３３が構
成される。
【００５２】したがって、アンプ３３において、 Ｉ33＝Ｉ42−Ｉ44 Ｉ42：トランジスタＱ42のコレクタ電流 Ｉ44：トランジスタＱ44のコレクタ電流 である。
【００５３】そして、アンプ３３の出力端がトランジス
タＱ13のベースに接続される。この場合、アンプ３３の
出力インピーダンスと、コンデンサＣ1とが、ローパス
フィルタ３２を構成する。
タＱ13のベースに接続される。この場合、アンプ３３の
出力インピーダンスと、コンデンサＣ1とが、ローパス
フィルタ３２を構成する。
【００５４】したがって、第２ミキサ回路１３にキャリ
アリークを生じていない場合には、Ｓ31＝０となるの
で、 Ｉ42＝Ｉ44 となり、 Ｉ33＝０ となる。すなわち、第２ミキサ回路１３にキャリアリー
クを生じていない場合には、トランジスタＱ12、Ｑ13に
は、等しいベース電流が供給される。
アリークを生じていない場合には、Ｓ31＝０となるの
で、 Ｉ42＝Ｉ44 となり、 Ｉ33＝０ となる。すなわち、第２ミキサ回路１３にキャリアリー
クを生じていない場合には、トランジスタＱ12、Ｑ13に
は、等しいベース電流が供給される。
【００５５】しかし、第２ミキサ回路１３にキャリアリ
ークを生じた場合には、Ｓ31＞０あるいはＳ31＜０とな
るので、 Ｉ42＞Ｉ44 あるいは Ｉ42＜Ｉ44 となり、 Ｉ33＞０ あるいは Ｉ33＜０ となる。また、このとき、その電流Ｉ33の大きさ（絶対
値）は、キャリアリークの大きさに対応している。
ークを生じた場合には、Ｓ31＞０あるいはＳ31＜０とな
るので、 Ｉ42＞Ｉ44 あるいは Ｉ42＜Ｉ44 となり、 Ｉ33＞０ あるいは Ｉ33＜０ となる。また、このとき、その電流Ｉ33の大きさ（絶対
値）は、キャリアリークの大きさに対応している。
【００５６】したがって、第２ミキサ回路１３にキャリ
アリークを生じた場合には、トランジスタＱ12のベース
電流は変化しないが、トランジスタＱ13のベース電流
は、キャリアリークの極性に対応して増減されるととも
に、その増減量はキャリアリークの大きさに対応した大
きさとされるので、すなわち、第２ミキサ回路１３の直
流バランスが、電流Ｉ33により補正されるので、キャリ
アリークの発生が大幅に低減される。
アリークを生じた場合には、トランジスタＱ12のベース
電流は変化しないが、トランジスタＱ13のベース電流
は、キャリアリークの極性に対応して増減されるととも
に、その増減量はキャリアリークの大きさに対応した大
きさとされるので、すなわち、第２ミキサ回路１３の直
流バランスが、電流Ｉ33により補正されるので、キャリ
アリークの発生が大幅に低減される。
【００５７】そして、図示は省略するが、第２ミキサ回
路２３についても、同様にしてキャリアリークがの発生
が大幅に低減される。
路２３についても、同様にしてキャリアリークがの発生
が大幅に低減される。
【００５８】ところで、上述は、コードレス電話機の受
信部において、第２ミキサ回路１３、２３からのキャリ
アリークを低減した場合であるが、コードレス電話機に
おいては、盗聴防止（秘話機能）のため、送受信される
音声信号の周波数スペクトルを反転している。そして、
上述のキャリアリークを低減する技術は、その音声信号
の周波数スペクトラムを反転する場合にも好適である。
信部において、第２ミキサ回路１３、２３からのキャリ
アリークを低減した場合であるが、コードレス電話機に
おいては、盗聴防止（秘話機能）のため、送受信される
音声信号の周波数スペクトルを反転している。そして、
上述のキャリアリークを低減する技術は、その音声信号
の周波数スペクトラムを反転する場合にも好適である。
【００５９】すなわち、図７はその周波数スペクトルを
反転する場合の一例を示し、音声信号Ｓ71が、端子７１
からバンドパスフィルタ７２に供給されて例えば300Hz
〜３ｋHzの周波数成分の信号Ｓ72が取り出され、この信
号Ｓ72が、平衡変調回路７３に変調入力として供給され
るとともに、キャリア信号形成回路７４から、周波数が
例えば3.5ｋHzのキャリア信号Ｓ74が取り出されて変調
回路７３に供給される。こうして、変調回路７３から
は、信号Ｓ72により平衡変調されたＤＳＢ信号Ｓ73が取
り出される。
反転する場合の一例を示し、音声信号Ｓ71が、端子７１
からバンドパスフィルタ７２に供給されて例えば300Hz
〜３ｋHzの周波数成分の信号Ｓ72が取り出され、この信
号Ｓ72が、平衡変調回路７３に変調入力として供給され
るとともに、キャリア信号形成回路７４から、周波数が
例えば3.5ｋHzのキャリア信号Ｓ74が取り出されて変調
回路７３に供給される。こうして、変調回路７３から
は、信号Ｓ72により平衡変調されたＤＳＢ信号Ｓ73が取
り出される。
【００６０】そして、この信号Ｓ73が、ローパスフィル
タ７５に供給されて信号Ｓ73のうちの下側帯波信号、す
なわち、信号Ｓ72の周波数スペクトルの反転された信号
Ｓ75が、端子７６に取り出される。
タ７５に供給されて信号Ｓ73のうちの下側帯波信号、す
なわち、信号Ｓ72の周波数スペクトルの反転された信号
Ｓ75が、端子７６に取り出される。
【００６１】そして、この場合、平衡変調回路７３が理
想的であれば、その出力信号である信号Ｓ73に、キャリ
ア信号Ｓ74がリークすることはないが、実際には、素子
や直流バイアスのバランスの乱れによりキャリア信号Ｓ
74がリークしてしまう。すなわち、出力信号Ｓ73には、
キャリアリーク成分が含まれてしまう。そして、このキ
ャリアリーク成分を除去するため、ローパスフィルタ７
５は、カットオフ特性が急峻でなければならず、この結
果、ローパスフィルタ７５として非常に次数の高いフィ
ルタが必要とされてしまう。
想的であれば、その出力信号である信号Ｓ73に、キャリ
ア信号Ｓ74がリークすることはないが、実際には、素子
や直流バイアスのバランスの乱れによりキャリア信号Ｓ
74がリークしてしまう。すなわち、出力信号Ｓ73には、
キャリアリーク成分が含まれてしまう。そして、このキ
ャリアリーク成分を除去するため、ローパスフィルタ７
５は、カットオフ特性が急峻でなければならず、この結
果、ローパスフィルタ７５として非常に次数の高いフィ
ルタが必要とされてしまう。
【００６２】そこで、平衡変調回路７３からの信号Ｓ73
が、同期検波回路８１に検波入力として供給されるとと
もに、キャリア信号Ｓ74が基準信号として供給されて信
号Ｓ73は信号Ｓ74により同期検波される。そして、その
同期検波の出力信号Ｓ81がローパスフィルタ８２に供給
されてキャリアリーク成分の極性及び大きさに対応した
直流電圧Ｖ82とされるとともに、この電圧Ｖ82がアンプ
８３に供給されて直流電流Ｉ83に変換されてから平衡変
調回路７３に直流バランスの制御信号として負帰還され
る。
が、同期検波回路８１に検波入力として供給されるとと
もに、キャリア信号Ｓ74が基準信号として供給されて信
号Ｓ73は信号Ｓ74により同期検波される。そして、その
同期検波の出力信号Ｓ81がローパスフィルタ８２に供給
されてキャリアリーク成分の極性及び大きさに対応した
直流電圧Ｖ82とされるとともに、この電圧Ｖ82がアンプ
８３に供給されて直流電流Ｉ83に変換されてから平衡変
調回路７３に直流バランスの制御信号として負帰還され
る。
【００６３】したがって、平衡変調回路７３の出力信号
Ｓ73には、キャリアリーク成分は含まれなくなるので、
ローパスフィルタ７５のカットオフ特性はそれほど急峻
である必要はなくなる。したがって、ローパスフィルタ
７５は、次数の低いものでよく、電話機を小型化できる
とともに、コストダウンができる。
Ｓ73には、キャリアリーク成分は含まれなくなるので、
ローパスフィルタ７５のカットオフ特性はそれほど急峻
である必要はなくなる。したがって、ローパスフィルタ
７５は、次数の低いものでよく、電話機を小型化できる
とともに、コストダウンができる。
【００６４】なお、図４〜図６の例においては、同期検
波回路３１の出力信号Ｓ31を、差動アンプ６４及びカレ
ントミラー回路６５を有するアンプ３３に供給して電流
Ｉ33を形成したが、同期検波回路３１の負荷としてカレ
ントミラー回路を接続して電流Ｉ33を得ることもでき
る。
波回路３１の出力信号Ｓ31を、差動アンプ６４及びカレ
ントミラー回路６５を有するアンプ３３に供給して電流
Ｉ33を形成したが、同期検波回路３１の負荷としてカレ
ントミラー回路を接続して電流Ｉ33を得ることもでき
る。
【００６５】また、上述においては、電圧Ｖ32を電流Ｉ
33に変換し、その電流Ｉ33により第２ミキサ回路１３の
直流バランスを制御したが、電圧Ｖ32により制御するこ
ともできる。
33に変換し、その電流Ｉ33により第２ミキサ回路１３の
直流バランスを制御したが、電圧Ｖ32により制御するこ
ともできる。
【００６６】
【発明の効果】この発明によれば、ミキサ回路１３、２
３のキャリアリークの発生が大幅に低減されるので、こ
のキャリアリークに起因する各種のトラブルを防止する
ことができ、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示
などを行う場合、それらを正しく動作させることができ
る。さらに、キャリアリーク成分と第２中間周波信号Ｓ
3との間でビートを生じて受信特性が悪くなることもな
い。
３のキャリアリークの発生が大幅に低減されるので、こ
のキャリアリークに起因する各種のトラブルを防止する
ことができ、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示
などを行う場合、それらを正しく動作させることができ
る。さらに、キャリアリーク成分と第２中間周波信号Ｓ
3との間でビートを生じて受信特性が悪くなることもな
い。
【００６７】また、ＡＧＣをかけることができるので、
受信信号Ｓrの受信レベルが大きいときでも、第１中間
周波信号Ｓ12、Ｓ22のクリップすることがなく、したが
って、ビート障害や歪みを発生することがない。
受信信号Ｓrの受信レベルが大きいときでも、第１中間
周波信号Ｓ12、Ｓ22のクリップすることがなく、したが
って、ビート障害や歪みを発生することがない。
【００６８】しかも、中間周波フィルタを含んで、受信
機全体をモノリシックＩＣに１チップＩＣ化することが
できる。
機全体をモノリシックＩＣに１チップＩＣ化することが
できる。
【図１】この発明の一例を示す系統図である。
【図２】図１の回路の一部の一例を示す接続図である。
【図３】図１の回路の動作を説明するための図である。
【図４】この発明の他の例の一部を示す接続図である。
【図５】図４の続きの一例を示す接続図である。
【図６】図４の続きの一例を示す接続図である。
【図７】この発明の応用例を示す系統図である。
【図８】この発明を説明するための系統図である。
【図９】図８の回路の動作を説明するための図である。
【図１０】図８の回路の一部の一例を示す接続図であ
る。
る。
４ バンドパスフィルタ ５ リミッタ ６ ＦＭ復調回路 １１、２１ 第１ミキサ回路 １２、２２ ローパスフィルタ １３、２３ 第２ミキサ回路 １４ 第１局部発振回路 １５ 第２局部発振回路 ２４、２５ 移相回路 ３１、４１ 同期検波回路 ３２、４２ ローパスフィルタ ５１ レベル検出回路
Claims (4)
- 【請求項１】 直交形に構成した１対の第１ミキサ回路
において、受信した高周波信号を、ベースバンドの１対
の第１中間周波信号に周波数変換し、 直交形に構成した１対の第２ミキサ回路において、上記
１対の第１中間周波信号を、所定の中間周波数の１対の
第２中間周波信号に周波数変換し、 この１対の第２中間周波信号を互いに演算し、 復調回路において、上記演算した結果の第２中間周波信
号からもとの信号を復調するようにしたダブルスーパー
ヘテロダイン方式の受信機において、 上記１対の第２ミキサ回路の出力信号が供給されるとと
もに、この出力信号に含まれるキャリアリーク成分を検
出する１対の検出回路を設け、 この１対の検出回路の出力信号を、上記１対の第２ミキ
サ回路に供給して、上記キャリアリーク成分が減少する
ように、上記１対の第２ミキサ回路の直流バランスを補
正するようにした受信機。 - 【請求項２】 請求項１に記載の受信機において、 上記検出回路を同期検波回路により構成し、 上記第２ミキサ回路の出力信号を、上記同期検波回路に
その検波入力として供給し、 上記第２ミキサ回路に供給される第２局部発振信号を、
上記同期検波回路にその基準信号として供給するように
した受信機。 - 【請求項３】 請求項１あるいは請求項２に記載の受信
機において、 上記演算した結果の第２中間周波信号のレベルを検出す
る検出回路を有し、 この検出回路の検出出力により上記受信した高周波信号
のレベルを制御してＡＧＣを行うようにした受信機。 - 【請求項４】 請求項１、請求項２あるいは請求項３に
記載の受信機において、 上記第１中間周波信号及び上記第２中間周波信号を通過
させるフィルタを、アクティブフィルタにより構成する
とともに、少なくとも上記第１ミキサ回路から上記復調
回路までを１チップＩＣ化するようにした受信機。
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|---|---|---|---|
| JP27764193A JP3565281B2 (ja) | 1993-10-08 | 1993-10-08 | 受信機 |
| KR1019940025582A KR100297243B1 (ko) | 1993-10-08 | 1994-10-06 | 믹서회로를위한보정회로,보정회로를이용한더블슈퍼헤테로다인수신기,보정회로를이용한주파수스펙트럼변환회로 |
| US08/320,040 US5584066A (en) | 1993-10-08 | 1994-10-07 | Correcting circuit for mixing circuit receiver using same and frequency spectrum inverting circuit using same |
| CN94116840A CN1058589C (zh) | 1993-10-08 | 1994-10-08 | 一种双超外差接收机及其检测电路 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27764193A JP3565281B2 (ja) | 1993-10-08 | 1993-10-08 | 受信機 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP3565281B2 JP3565281B2 (ja) | 2004-09-15 |
Family
ID=17586266
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27764193A Expired - Fee Related JP3565281B2 (ja) | 1993-10-08 | 1993-10-08 | 受信機 |
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|---|---|
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| JP (1) | JP3565281B2 (ja) |
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| CN (1) | CN1058589C (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2007235346A (ja) * | 2006-02-28 | 2007-09-13 | Icom Inc | 角度復調装置、位相補正装置、角度復調方法、位相補正方法及びプログラム |
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| FI119214B (fi) * | 1998-04-17 | 2008-08-29 | Nokia Corp | Menetelmä harhasignaalien vaimentamista varten ja vastaanotin |
| US6393260B1 (en) | 1998-04-17 | 2002-05-21 | Nokia Mobile Phones Limited | Method for attenuating spurious signals and receiver |
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| DE69920273T2 (de) | 1998-11-12 | 2005-09-22 | Broadcom Corp., Irvine | Integrierte tunerarchitektur |
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| WO2002084859A1 (en) | 2001-04-18 | 2002-10-24 | Nokia Corporation | Balanced circuit arrangement and method for linearizing such an arrangement |
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1993
- 1993-10-08 JP JP27764193A patent/JP3565281B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-10-06 KR KR1019940025582A patent/KR100297243B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1994-10-07 US US08/320,040 patent/US5584066A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-10-08 CN CN94116840A patent/CN1058589C/zh not_active Expired - Fee Related
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| CN1118535A (zh) | 1996-03-13 |
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