JPH07121990A - 信号再生方法および信号再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ディジタルＶＴＲに好適なデータ再生回路を
提供する。 【構成】 ディジタルＶＴＲの通常再生モードでは、パ
ーシャルレスポンス等化検出（ＰＲ（１，０，−１））
信号がスイッチング回路２０４、２２０を介して出力さ
れる。通常再生モードにおいては、ＰＲ（１，０，−
１）信号が安定で精度が高いからである。可変速再生モ
ードにおいては、積分検出信号がスイッチング回路２０
４で選択されてＤ−ＦＦ２１２、２１４および排他的論
理和回路２１６２からなるインターリーブＮＲＺＩ変調
の復調回路２１０を通してスイッチング回路２２０から
出力される。可変速再生モードにおいては、積分検出信
号のほうが安定しているからである。クロック再生回路
２０６は積分検出信号からＰＬＬ方式に基づいてクロッ
クを再生する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は信号再生方法および信号
再生回路に関するものであり、より特定的には、ビデオ
信号記録再生装置（ＶＴＲ）などの磁気記録再生装置に
おける信号再生に関する。本発明は、特に、通常再生に
おいて精度が高く安定なパーシャルレスポンス等化検出
方式と、可変速再生（ピクチャーサーチ）において安定
な積分検出方式とを併用したディジタルビデオ再生装置
に好適に使用できる。

【０００２】磁気記録再生装置には、たとえば、ビデオ
信号をアナログ的に記録し再生するアナログ方式と、ビ
デオ信号をディジタル的に記録し再生するデジタル方式
とがあり、これまで、アナログ方式は主に民生用に使用
され、ディジタル方式は専ら精度の高い要求がある業務
用として使用されている。デジタルＶＴＲの検出方式と
しては、積分検出、ピーク検出、パーシャルレスポンス
方式による検出が知られている。これらについては後に
詳述する。

【０００３】このディジタルＶＴＲは、ヘリカルスキャ
ンを行う回転ヘッドを備えており、ディジタル記録信
号、たとえば、ディジタルビデオ信号はパルス信号に変
換された後、ロータリトランスを介して回転ヘッドに設
けられている記録ヘッドに印加されて磁気テープに記録
される。これまで、ロータリトランスでビデオ信号の直
流成分が遮断されるため、直流成分を含むパルス符号の
場合は、この符号の配列状態によって回転ヘッドに設け
られた電流レベルが変動し、ディジタル磁気記録再生装
置における復号回路での符号の識別が困難となってい
た。そのため、最近の傾向として、通信で用いられてい
たパーシャルレスポンス・クラス４、つまり、（１，
０，−１）形式のパーシャルレスポンス方式を用いて符
号の検出を行うようにすることが提案されている。

【０００４】このパーシャスレスポンス（１，０，−
１）方式（以下、ＰＲ（１，０，−１）方式と記す）を
図４および図５（Ａ）〜（Ｄ）の波形図を参照して述べ
る。図４はＰＲ（１，０、−１）方式の回路（ＰＲ信号
処理回路）の構成図である。図５（Ａ）に示すデジタル
信号「１０１１０１００１０…」はＮＲＺ符号に変換さ
れ、図４に示したＰＲ信号処理回路のデジタル信号入力
端子に印加される。ＮＲＺ符号に変換されたパルス信号
波形を図６（Ｂ）に示す。このＮＲＺ符号はデジタル信
号が「１」の時は「＋１」レベルのパルス波形として、
デジタル信号が「０」の時は「０」レベルのパルス波形
として表される波形符号である。このＮＲＺ符号はＰＲ
信号処理回路のプリコーダ５２に入力されてプリコーデ
ィングされる。プリコーダ５２はモジュロ２（ｍｏｄ
２）加算器５３と２タイムスロット（２Ｔ）遅延する遅
延回路５４とからなっており、プリコーダ５２により、
ＮＲＺ符号は２Ｔ遅延された遅延回路５４からのプリコ
ーダ出力と加算器５３により、ｍｏｄ２に基づく加算が
行われ、プリコーディングされる。プリコーディングさ
れたパスル信号波形を図５（Ｃ）に示す。プリコーダ５
２のパルス信号出力は伝送路５５、ディジタルＶＴＲの
場合、磁気テープを伝送していく。伝送路５５を通過す
る間に、特に高域の周波数帯域で、パルス信号の劣化が
起こる。この信号劣化はデータの伝送レートが高くなる
につれて顕著になり、符号間の干渉が大きくなって、復
号側における符号の識別誤りの原因となる。そこで、受
信端にプリ等化器５６を設け、伝送路５５を伝送されて
きたパルス信号の周波数特性がナイキストの周波数条件
を満足するようにパルス信号の位相および周波数特性を
補償する。プリ等化器５６においてプリ等化されたパル
ス信号はデコーダ５７により復号される。デコーダ５７
はプリ等化器５６からの出力を２Ｔ遅延する遅延回路５
９と、プリ等化器５６の出力信号から遅延回路５９によ
り遅延された出力信号を減算する減算器５８とから構成
されている。減算器５８の出力であるデコーダ５７の出
力は図５（Ｄ）に示すように「＋１」と「０」と「−
１」の３値を有するパルス波形となる。「＋１」のパル
ス波形と「−１」のパルス波形とはＮＲＺ符号のパルス
波形の「＋１」のパルスと対応しているため、この「＋
１」と「−１」のパルス波形を符号識別回路６０により
「１」と識別すると、もとのデジタル信号に復号でき
る。

【０００５】なお、デコーダ５７を上記のようにＰＲ
（１，０，−１）方式を用いて構成すると、プリ等化器
５６により増加した雑音、および、伝送路５５が磁気テ
ープなどの磁気記録媒体の場合には、伝送路５５からの
出力は微分波形となり直流成分が遮断されるため、プリ
等化回路５６で、さらにこれを補償したことにより増加
した低周波領域の雑音に起因する符号の識別誤りを低減
することができる。この利点のため、特に、ＰＲ（１，
０，−１）方式をディジタルＶＴＲに適用することが推
進されている。

【０００６】以上がパーシャルレスポンス等化検出回路
の基本回路であるが、種々の改善策が講じられている。
そのいくつかを下記に述べる。ＰＲ（１，０，−１）方
式においては３値のパルス信号を扱うため、そのアイパ
ターンは図６に示すように複雑になる。つまり、パルス
信号が「＋１」レベルから「０」レベルに変化する時１
ステップの遷移をする場合と、「＋１」レベルから「−
１」レベルに変化する時２ステップの遷移をした場合と
ではアイパターンの横方向の開きである識別窓幅が異な
る。このことは破線で示すスライスレベルでアイパター
ンの中央部分をスライスして得られるデータに、ジッタ
が含まれることを意味している。そのため、スライスし
たデータ波形をクロック抽出用のデータとして用いる
と、ジッタを含むクロックパルスとなる。

【０００７】この問題を解決するために、図７に示すよ
うにクロックの抽出用の回路系とデジタル信号の再生系
とに別々の等化回路を用いている。図７はＰＲ信号処理
回路１００Ｂの回路図である。再生ヘッド１００により
磁気テープ（図示せず）から微分波形で再生されたパル
ス信号は再生アンプ１０１で増幅された後、ロータリト
ランス１０２を介してプリ等化回路１０３に入力され
る。プリ等化回路１０３は図４に示したプリ等化回路５
６と同様の機能を果たすものであって、パルス信号の位
相および周波数特性を補償すると共に、直流成分が遮断
されたことによる補償を行う。プリ等化されたパルス信
号は積分等化回路１０４を介して識別回路１０５により
スライスされてクロックが抽出される。またプリ等化さ
れたパルス信号はＰＲ（１，０，−１）方式の等化回路
１０６で等化された後、タイミング調整用遅延回路１０
７を介して符号識別回路１０８によりスライスされてデ
ィジタル信号に復号される。

【０００８】積分等化回路１０４は、再生ヘッド１００
から再生される信号が微分特性を有しているため積分回
路で逆補正し、磁気テープに記録された信号と同じデー
タに復元する。積分等化回路１０４は符号パターンに依
存するジッタが少ない等化方式であるため、積分等化回
路１０４により等化されたデータから抽出されたクロッ
クはジッタが少ない。積分等化回路１０４は「１」を
「１」に「０」を「０」にそのまま対応させるが、この
ときに他の符号の識別に妨害（符号間干渉）を与えない
ようにするために、他の符号の識別時点での振幅がゼロ
になるように等化している。したがって、積分等化回路
１０４においてはナイキストの定理を満足するような応
答波形をえるための等化（以下、ナイキスト等化とい
う）が行われている。

【０００９】ディジタル信号を復号する場合、プリ等化
回路１０３で増加する雑音による符号誤りを低減するた
めに、ＰＲ（１，０，−１）方式による等化回路１０６
が用いられている。ＰＲ（１，０，−１）方式は図５
（Ｂ）に示すように「１」の記録符号に対し、「１，
０，−１」と３ビットにわたって応答させている。ナイ
キストの定理を満足する応答波形をｒ（ｔ）とすると、
ＰＲ（１，０，−１）方式の応答波形ｐｒ（ｔ）は下記
式１で表せる。

【００１０】

【数１】

【００１１】式１をフーリエ変換すると下記式２が得ら
れ、さらに変形すると下記式３が得られる。

【００１２】

【数２】

【００１３】

【数３】

【００１４】式３を参照すると、ナイキスト定理を満足
する特性であるＲ（ω）に、ｊｓｉｎ（ωＴ）なる伝送
関数を乗算することにより、ＰＲ（１，０，−１）の応
答が得られることが判る。しかしながら、図７に示した
ように、２つの別々の等化回路により等化を行うと、ク
ロックのジッタは低減されるものの２つの構成の異なる
等化回路が必要になり、それぞれの等化回路による伝播
遅延時間が異なるため、クロックとデジタル信号との時
間を合致させるためのタイミング調整用遅延回路１０７
が必要となる。このタイミング調整用遅延回路１０７に
よりクロックとデジタル信号との時間を合致させるよう
に調整しなければならない。等化回路を独立に２種類持
ち、さらに両者の伝播遅延時間差を調整する回路を設け
ると、回路規模、コスト、消費電力が増大し、遅延時間
の合わせ込みの調整も回路毎に行う必要がある。さら
に、合わせ込み調整値の温度変動や経時変化によるずれ
が問題になり、市場におけるデジタル磁気記録再生装置
の性能劣化が予想される。そこで本件出願人はこれをさ
らに改善した。その回路構成を図８に示す。

【００１５】図８に示したＰＲ信号処理回路１００Ｃ
は、等化回路を工夫して１つの等化回路１１０により積
分等化とＰＲ（１，０，−１）等化とを行えるようにし
ている。つまり、ナイキスト等化を行うプリ等化回路１
０３を前段に備え、所定の遅延時間を有する出力端を短
絡した遅延回路の特性インピーダンシを有する信号源に
より遅延回路を駆動し、遅延回路の短絡した出力端から
出力電流を取り出すことにより積分等化されたデータを
取り出し、遅延回路の入力端子の電圧信号からＰＲ
（１，０，−１）方式の等化が行われたデータを取り出
す。このように、共通の等化回路により積分等化とＰＲ
（１，０，−１）方式による等化を行う。これにより、
先に述べた伝播遅延時間差のタイミング調整回路を設け
る必要がなくなる。また、位相差が原理的に生じない構
成であるため、バラツキ、温度特性、経時変化、調整誤
差等の不具合の要因を考慮する必要をなくすことができ
る。また、位相差を合わせ込むための煩雑な調整を必要
とせず、製造コストを削減することができる。

【００１６】さらに詳細に述べると、プリ等化回路１０
３はナイキストの定理を満足するような応答波形を得る
ための等化を行う。プリ等化回路１０３により等化され
た出力は共通の等化回路１１０に印加されて、積分等化
されたパルス信号は識別回路１０５に出力され、スライ
スされることによりクロックが抽出され、抽出された再
生クロックは出力端子ａから出力される。また、共通の
等化回路１１０においてＰＲ（１，０，−１）方式で等
化された出力は符号識別回路１０８に印加され、そこで
スライスされて元のディジタル信号に復号され、出力端
子ｂから出力される。そして、出力端子ａから出力され
る再生クロックを用いて、出力端子ｂから出力されるデ
ィジタル信号をサンプリングする等の信号処理が図示し
ない後続する回路で行われる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】パーシャルレスポンス
等化検出方式は本質的にディジタルＶＴＲに適した方式
であり、上述したように、いっそう向上を図って種々の
改善策が講じられているが、可変速度のデータレートに
対して安定性が欠けるという問題がある。具体的に述べ
ると、ディジタルＶＴＲにおける可変速再生（ピクチャ
ーサーチ）を行う場合、パーシャルレスポンス等化検出
方式では充分正確な復号が行われないという問題があ
る。つまり、図９にその再生ＲＦ信号のグラフを示すよ
うに、再生ヘッドが逆アジマストラックやガードバンド
を斜めに横切るため、再生ＲＦ信号が途切れ途切れとな
り、そのエンベロープが三角形（そろばん玉）状の波形
になる。図９からから判るように、このような状態で
は、再生ＲＦ信号の振幅は、ほとんど無信号の状態から
最大値（三角形の頂点）まで、極めて大きな振幅変動を
伴うことになる。このようなデータレートの変動に対し
ても安定なパーシャルレスポンス等化検出方式を構成す
ることを想定すると、非常に複雑な回路構成になること
が予想される。つまり、デジタルＶＴＲの可変速再生の
ように、テープスピードに応じて再生ビットレートが変
化するような場合、ナイキスト特性におけるＮｕｌｌ
Ｐｏｉｎｔをテープスピードに応じて変化させなければ
ならない。通常このＮｕｌｌ Ｐｏｉｎｔは、遅延線と
加算器の組合せで構成され、Ｎｕｌｌ Ｐｏｉｎｔの周
波数は遅延線の遅延量により決定されている。従ってこ
れを制御するには遅延線の遅延量をコントロールするこ
とになるため、その実現には非常な困難が伴う。

【００１８】一方、再生信号をそのままＡ／Ｄ変換し、
デジタル領域でＰＲ検出を行う方法がある。（たとえ
ば、ディジタルβ ｃａｍ。）この場合、ＰＲ等化に必
要な２Ｔの遅延はシフトレジスタによる遅延回路で実現
できるため、遅延量は再生クロック周波数に常に追従す
ることになり、上記問題は発生しない。そのアイパター
ン特性を図１０に示す。しかしながら、このためには、
高速なＡ／Ｄ変換器とデジタル演算回路が必要となり、
特に高記録レートの記録・再生が必要となるハイビジョ
ン用のディジタルＶＴＲでは、超高速なデジタル処理回
路が必要となり、消費電力、コスト、回路規模等の点で
実現上の大きな障害になっていた。

【００１９】したがって、本発明は、比較的簡単な回路
構成で、定常動作状態におけるパーシャルレスポンス等
化検出方式の特性を活かしながら、可変速度のデータレ
ートに対しても安定した復号が可能なディジタル磁気記
録再生装置を提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明は、パーシャルレ
スポンス（ＰＲ）等化検出方式と積分検出方式とを使い
分ける。つまり、本発明においては、 （１）通常再生時はＳ／Ｎおよびクロストーク特性に優
れたＰＲ等化検出方式を用い、 （２）可変速再生時にはデータレートの変動に強い積分
検出方式を用いる。これにより、データレートの変動に
弱いＰＲ等化検出方式を、磁気テープスピードに応じて
変化する再生レートに追従させる必要がなく、また、積
分検出方式を通常再生のために非常に高精度に構成する
必要がなくなる。その結果、簡単な回路構成で、常に最
良な再生状態がを確保できる。さらに好適には、再生モ
ード（ノーマル／シャトル）による切り替えに加え、再
生誤り率をも参照して、ＰＲ等化検出方式または積分検
出のいずれかの最適な検出方式を選択して等化再生を行
う。

【００２１】したがって、本発明によれば、受信信号の
伝送データレートを監視し、データ伝送レートがほぼ一
定している場合はパーシャルレスポンス検出信号を選択
し、データ伝送レートが変化しているときは積分検出信
号を選択し、これら選択された信号を用いてクロック信
号を抽出し、該抽出されたクロック信号を用いて受信伝
送データを再生する信号再生方法が提供される。好適に
は、前記伝送データの再生誤り率を監視し、該誤り率を
も参照して、前記パーシャルレスポンス検出信号または
前記積分検出信号を選択する。さらに好適には、Ｅ−Ｅ
信号が選択された場合、パーシャルレスポンス特性を補
償した出力する。特定的には、前記伝送データはディジ
タル磁気記録再生装置における磁気テープから読み出し
た信号である。好適には、前記パーシャルレスポンスは
ＰＲ（１，０，−１）方式である。

【００２２】さらに本発明によれば、パーシャルレスポ
ンス信号と積分検出信号とを選択的に出力する第１のス
イッチング手段と、前記積分検出信号からクロックを再
生するクロック再生手段と、パーシャルレスポンス等化
手段と、該パーシャルレスポンス等化手段の出力信号
と、該パーシャルレスポンス等化手段の前の信号とを選
択的に出力する第２のスイッチング手段と、前記第１お
よび第２のスイッチング手段を付勢するスイッチング制
御手段とを有し、前記スイッチング制御手段は、第１の
動作モードにおいては、前記クロック再生手段からの再
生クロックに応じたタイミングで前記パーシャルレスポ
ンス信号を前記第２のスイッチング手段から出力し、第
２の動作モードにおいては、前記クロック再生手段から
の再生クロックに基づいて前記積分検出信号を前記パー
シャルレスポンス等化手段に印加してその出力を前記第
２のスイッチング手段から出力する信号再生回路が提供
される。

【００２３】好適には、前記再生クロックおよび前記第
２のスイッチング手段から出力されたデータを監視する
手段をさらに具備し、該監視手段は、該監視したデータ
の誤り率が所定以下に低下した場合、前記スイッチング
制御手段を動作させて、前記第１および第２のスイッチ
ング手段の付勢位置を逆にする。

【００２４】特定的には、前記信号再生回路はディジタ
ル磁気記録再生装置の復号回路として用いられ、前記第
１の動作モードは通常再生モードであり、前記第２の動
作モードは可変速再生モードである。また好適には、Ｅ
−Ｅ信号と前記積分検出信号とを選択出力する第３のス
イッチング手段をさらに具備し、前記スイッチング制御
手段は、Ｅ−Ｅモードにおいて、前記Ｅ−Ｅ信号が前記
パーシャルレスポンス等化手段を介して出力されるよう
に前記第１〜第３のスイッチング手段を付勢する。

【００２５】また好適には、前記パーシャルレスポンス
信号は、ＰＲ（１，０，−１）信号であり、前記パーシ
ャルレスポンス等化手段は、ＰＲ（１，０，−１）方式
に対応した等化回路を有する。

【００２６】

【作用】受信信号のデータレートが一定の場合はパーシ
ャルレスポンス等化検出信号を用いて再生を行い、デー
タレートが変化する場合は積分検出信号を用いて再生を
行う。また、再生データの誤り率を監視し、データレー
トが固定とされている場合であっても、積分検出信号を
用いる方式に切り換える。

【００２７】

【実施例】図１は本発明の信号再生回路の第１実施例と
して、ディジタル磁気記録再生装置（ＶＴＲ）に適用し
た信号再生回路２００の回路構成図である。信号再生回
路２００の詳細を述べる前に、ディジタルＶＴＲの特徴
について述べる。デジタルＶＴＲでは、ＤＴ（Ｄｙｎａ
ｍｉｃ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）ヘッドによらなくてもノイ
ズレスのスロー再生が可能である。このようなスロー再
生の場合、再生ヘッドは逆アジマストラックやガードバ
ンドを斜めに横切ることになり、再生ＲＦ信号は、図９
に図解したように、途切れ途切れとなる。途切れ途切れ
の再生データを拾い集め、信号処理によりもとの正しい
データに復元することによって、ＤＴヘッドが無くとも
ノイズレスのスロー再生が可能になる。途切れ途切れの
再生ＰＲ信号のエンベロープは三角形状の波形となり、
再生ヘッドと記録トラックとの位置関係により振幅が大
幅に変化する。一方、ＰＲ（１，０，−１）方式では等
化波形が３値信号となるため、図６に図解したように、
検出レベルは「＋」「−」の２つのしきい値を必要とす
る。２つのしきい値はプラス／マイナスの両ピーク値と
ゼロレベルの中間に設定する必要があり、再生ＰＲ信号
のエンベロープに正確に追従させることが求められる。

【００２８】これに対し積分検出方式の等化波形は、図
１０に示したように、２値信号であり、検出レベルは中
心のゼロクロスの一点のみである。従って大幅な再生Ｐ
Ｒ信号振幅の変動に対しても検出レベルを一切追従させ
る必要がなく、振幅変動に関しては極めて強い検出が可
能である。従って、再生ＲＦ信号振幅が大幅に変動する
ような検出の場合、ＰＲ方式による検出よりも、振幅変
動に強い積分検出に切り換えた方がより誤りの少ない検
出が可能となる。可変速再生モードにおける早送り・巻
戻しの際には、標準再生に対しテープスピードが大幅に
変化する。このため、磁気ヘッドドラムの回転数による
逆補正の制御を行う等の手段を講じない限り、再生され
るデジタル信号のデータレートはテープスピードに応じ
て大幅に変化することになる。データレートが変化すれ
ば、それに応じて求められる等化特性（等化回路の伝達
特性）も変化することになる。上述したように、ＰＲ
（１，０，−１）方式では、「１」の信号に対し、
「１，０，−１」と３ビットに亘って応答させ検出する
方式である。これを実現する方法としては一般に、
「１」の応答に対しこれを２Ｔ（Ｔは１タイムスロット
の時間）遅らせた信号を反転加算する方法が採られる。
従って、ＰＲ（１，０，−１）方式に求められる等化特
性は、データレートによるタイムスロットと密接な関係
にあり、再生データレートの大幅な変化には固定の回路
では対応が困難となる。更にＰＲ（１，０，−１）方式
では検出信号は３値となり、＋１から−１（または−１
から＋１）への直接な符号遷移があるため検出窓幅が積
分検出に比べ狭くなる。この結果、タイミング余裕が少
なくなり、早送りや巻戻しによりデータレートが増加
し、更に検出窓幅が減少することは大きな不利益とな
る。従って、ピクチャーサーチのように、早送りや巻戻
し時にデータ検出が必要な場合には、検出窓幅が比較的
狭いＰＲ方式による検出よりも、検出窓幅が広く周波数
変動に強い積分検出に切り換えた方がより誤りの少ない
検出が可能となる。なお、上述したように、ＰＲ（１，
０，−１）方式は低域遮断に強くクロストーク特性に優
れており、Ｓ／Ｎが良いという種々の特長を持つ。従っ
て、通常再生モード時には、ＰＲ（１，０，−１）方式
を選択することによって、より信頼性の高い再生検出が
可能になり、一層の高密度記録再生が実現できる。

【００２９】しかしながら、通常再生モード時にも数々
の状態の変化が予想される。たとえば、記録テープの傷
みや劣化に伴うドロップアウトの増加、ヘッドやテープ
走行系の経時変化によるスペーシングロスやトラックず
れの増加、それらが復号して起こる再生ＲＦ信号の振幅
変動（当り変動）等である。万一このような症状が顕著
になった場合、ＰＲ（１，０，−１）方式の利点を十分
活かしきれなくなる可能性があり、場合によっては積分
検出の方が結果的により誤りが少ない検出方式となる可
能性もある。そこで、記録レープや再生時のヘッドトレ
ースの状況、更にはそれぞれの検出方式によって得られ
るエラーレートの状況に応じて検出方式を選択すること
により、常に最適な再生状態を維持することが可能とな
る。

【００３０】本発明は上述した背景および技術思想に基
づくものであり、以下、図１および図２を参照して具体
的に、ディジタルＶＴＲに適用した信号再生回路につい
て述べる。信号再生回路２００は、第１のスイッチング
回路２０２、第２のスイッチング回路２０４、クロック
再生回路２０６、ラッチ回路２０８、プリコーディング
回路（またはインターリーブＮＲＺＩ変調の復調回路）
２１０、第３のスイッチング回路２２０、および、スイ
ッチング制御回路２３０を有する。ラッチ回路２０８は
具体的には、遅延型フリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）であ
る。プリコーディング回路２１０は、２つ直列接続され
たＤ−ＦＦ２１２、２１４と、排他的論理和（イクスク
ーシブ・オア）回路２１６で構成される。Ｄ−ＦＦ２１
２およびＤ−ＦＦ２１４がＰＲ（１，０，−１）に対応
する２Ｔの遅延を行う。スイッチング制御回路２３０は
ディジタルＶＴＲの動作モードに応じて、第１のスイッ
チング回路２０２、第２のスイッチング回路２０４およ
び第３のスイッチング回路２２０を付勢する。この例で
は、第２のスイッチング回路２０４と第３のスイッチン
グ回路２２０とは連動スイッチング回路であり、同じよ
うに動作する。

【００３１】図２はクロック再生回路２０６の回路図で
ある。クロック再生回路２０６は、遅延回路３０２およ
び排他的論理和回路３０４で構成されるプリコーディン
グ回路３００、位相差検出回路３１０、ループフィルタ
回路３１２および可変制御型発振回路（ＶＣＯ）３１４
で図示のごとく閉ループを構成している。遅延回路３０
２は、図１に示したＤ−ＦＦ２１２およびＤ−ＦＦ２１
４と実質的に同じ遅延を行う。したがって、プリコーデ
ィング回路３００は、図１に示したプリコーディング回
路２１０と同等の動作を行う。クロック再生回路２０６
は、第１のスイッチング回路２０２から選択された信号
をプリコーディング回路３００でプリコーディングした
信号と、ＶＣＯ３１４の出力信号との位相差を位相差検
出回路３１０で算出し、ループフィルタ回路３１２にお
いてフィルタリングし、その結果（電圧）に応じた発振
周波数の信号をＶＣＯ３１４が出力する、位相同期ルー
プ回路（ＰＬＬ回路）を構成していることに留意された
い。つまり、プリコーディング回路３００において、入
力信号のデータ変化点の情報を検出し、位相差検出回路
３１０においてその検出信号とＶＣＯ３１４からのクロ
ック信号を位相比較して位相差を算出し、得られた誤差
電圧がループフィルタ回路３１２を介してＶＣＯ３１４
に帰還され、位相差がなくなるように、つまり、プリコ
ーディング回路３００に入力された信号に位相同期（ロ
ック）したクロック信号が、クロック再生回路２０６か
ら出力される。

【００３２】以下、図１および図２に図解した回路の動
作について述べる。ＰＲ（１，０，−１）方式では記録
する前のデータをインターリーブＮＲＺＩ方式で予め変
調を行う。この記録前の変調のことをＰＲ方式ではプリ
コーディングと呼び、これを行うことによって検出後の
誤り伝播を防ぐと同時に、３値信号の＋１と−１を１
に、０を０に対応させることによって、磁気テープに記
録された元のデータに復元できる。信号再生回路２００
の第１の入力端子ａには、上述した図４、図５および図
６のいずれかのパーシャルレスポンス等化検出回路の出
力信号、ＰＲ（１，０，−１）信号、つまり、ＰＲ
（１，０，−１）方式で検出された３値信号を＋１と−
１を１に、０を０に対応させて得られた２値データのＰ
Ｒ（１，０，−１）信号が入力される。第２の入力端子
ｂにはクロック抽出用として積分検出されたデータが入
力され、第１のスイッチング回路２０２を介してクロッ
ク再生回路２０６に印加される。これら第１および第２
の入力端子ａ、ｂに印加される信号は、図４、図７、図
８のいずれかの出力信号である。第３の入力端子ｃは、
磁気ヘッド・磁気テープの電磁変換系および再生等化回
路（図示せず）を経ずに直接データを戻すための「Ｅ−
Ｅ信号」を入力する端子であり、第１のスイッチング回
路２０２を介してクロック再生回路２０６に印加され
る。

【００３３】ディジタルＶＴＲの通常再生モードについ
て述べる。通常再生モードにおいて、スイッチング制御
回路２３０は、第１のスイッチング回路２０２を図示実
線の状態に付勢し、第２のスイッチング回路２０４を図
示のごとく付勢し、第３のスイッチング回路２２０を図
示のごとく付勢する。その結果、通常再生モードにおい
ては、第２の入力端子ｂに印加された積分検出信号がク
ロック再生回路２０６で再生されて再生クロックＣＫと
してラッチ回路２０８に印加される。また、第１の入力
端子ａに印加されたＰＲ（１，０，−１）信号が、第２
のスイッチング回路２０４を介してラッチ回路２０８に
印加され、クロック再生回路２０６からの再生クロック
でラッチされたその出力信号が第３のスイッチング回路
２２０の第１の入力端子１に印加され、選択出力されて
出力端子ｄからデータ出力として出力される。つまり、
通常再生モードにおいては、積分検出信号から再生クロ
ックを生成して出力端子ｅから出力し、ＰＲ（１，０，
−１）信号を出力端子ｄから出力する。

【００３４】次に、ディジタルＶＴＲのＥ−Ｅモードに
ついて述べる。Ｅ−Ｅモードにおいては、スイッチング
制御回路２３０は、第１のスイッチング回路２０２、第
２のスイッチング回路２０４および第３のスイッチング
回路２２０を全て、入力端子２に印加された信号を選択
出力するように、つまり、図示の実線の状態とは逆の状
態に付勢する。磁気ヘッド・磁気テープなどの電磁変換
系をパスして直接データを戻す場合には、本来、Ｅ−Ｅ
信号をそのまま、出力端子ｄから出力することになる。
しかしながら、Ｅ−Ｅ信号は、２Ｔだけ遅延させて元の
信号に反転加算するというプリコーディング、つまり、
ＰＲ（１，０，−１）等化を行っていないため、出力端
子ｄの符号形態をＰＲ（１，０，−１）等化と同じもの
にする必要がある。このためにはＥ−Ｅ信号にもＰＲ等
化と同様の処理が必要になる。換言すれば、Ｅ−Ｅ信号
について、ＰＲ（１，０，−１）等化用のプリコーディ
ングとして行っている、インターリーブＮＲＺＩ変調の
復調（デコード）を行う必要がある。プリコーディング
回路２１０がこのプリコーディング、つまり、インター
リーブＮＲＺＩ変調の復調（デコード）を行う。このプ
リコーディング回路（復調回路）２１０は、Ｅ−Ｅ信号
と第２の入力端子ｂに印加された積分検出信号を出力す
る場合に使用される。

【００３５】ディジタルＶＴＲの可変速再生モードにつ
いて述べる。図９に図解したように、再生ＲＦ信号のエ
ンベロープが三角形状の波形となって振幅が大幅に変化
するスロー再生やシャトル再生（ピクチャーサーチ）の
ような場合、あるいは再生データレートが変化し、ＰＲ
方式の検出窓幅をさらに狭めることになる早送りや巻戻
し時のような場合、更には通常再生時であってもドロッ
プアウトや当り変動等により再生ＲＦ信号の振幅変動が
大きく、ＰＲ方式の利点を十分に活かしきれないような
場合、これらの場合には、図１０にその特性を図解した
ように、積分検出の方が相対的にエラーの少ない検出が
できる可能性があり、その時には出力端子ｄから出力さ
れる本線のデータとしては、入力端子ｂに印加された積
分検出信号がそのまま選択出力される。この場合、スイ
ッチング制御回路２３０は、第１のスイッチング回路２
０２を図示のごとく第１の入力端子１に印加された積分
検出信号を選択するように付勢し、第２のスイッチング
回路２０４を第１のスイッチング回路２０２から選択出
力される積分検出信号を選択出力するように入力端子２
を付勢し、第３のスイッチング回路２２０をプリコーデ
ィング回路２１０の出力が選択出力されるように入力端
子２が選択されるようる付勢する。

【００３６】本発明の信号再生回路を有するディジタル
ＶＴＲにおいては、上述した制御動作を行うことによ
り、通常再生モードにおいてはＰＲ（１，０，−１）信
号を用いて、可変速再生モードにおいても積分検出信号
を用いて、Ｅ−ＥモードにおいてＥ−Ｅ信号を用いて、
常に最良な再生検出の状態を維持することができる。

【００３７】なお、プリコーディング回路２１０、つま
り、インターリーブＮＲＺＩ変調の復調回路２１０は、
元々、Ｅ−Ｅモードの際に必要な回路であり、本発明の
信号再生回路を構成するために新たに追加する必要はな
く、本発明のディジタルＶＴＲは、従来とほとんど同じ
回路規模で実現できるいう利点がある。

【００３８】図３は、図１に示した本発明の信号再生回
路の第２の実施例として、ディジタルＶＴＲに適用し信
号再生回路の回路構成図である。図３に示した信号再生
回路は図１に図解した信号再生回路と類似した回路構成
をしているが、図３の信号再生回路は、スイッチング制
御回路２３０と同等のスイッチング制御回路２３２の他
に、状態監視回路２３４が設けられている。状態監視回
路２３４は、出力端子ｄからのデータ出力を監視してそ
の誤りを監視する。その誤りが所定レベルを越えた場合
には、たとえば、ディジタル磁気記録再生装置の通常再
生モードに設定されていて、スイッチング制御回路２３
２が、第１のスイッチング回路２０２、第２のスイッチ
ング回路２０４および第３のスイッチング回路２２０を
図示実線の状態に付勢していても、強制的に可変速再生
モードにおけるスイッチング位置に付勢するように、ス
イッチング制御回路２３２に指令する。その結果、ディ
ジタルＶＴＲが、かりに通常再生モードに設定されて動
作していたとしても、実際には詳細については上述した
何らかの要因で磁気テープからの読みだしデータのデー
タレートが変化したような場合に、その状態に合わせ
て、より安定な積分検出信号を用いて再生を行う。

【００３９】本発明のパーシャルレスポンス等化検出方
式としては、ディジタルＶＴＲに好適なＰＲ（１，０，
−１）信号を例示して述べたが、パーシャルレスポンス
信号およびその検出方式としては、ＰＲ（１，−１）な
どの他のパーシャルレスポンス信号およびその等化検出
方式を用いることができる。さらに、上述した本発明の
信号再生回路はディジタルＶＴＲを好適実施例として、
ディジタルＶＴＲに適用する場合について述べたが、デ
ィジタルＶＴＲに限らず、データレートの変化するデー
タを受信して再生（復号）する一方、固定のデータレー
トでデータを受信して再生するその他のシステム、たと
えば、可変速度データ通信システムなどにおいても、上
記ディジタルＶＴＲと同様に適用できることは言うまで
もない。つまり、本発明の信号再生回路および信号再生
方法はディジタルＶＴＲに限らず、上述したデータ再生
処理を行う他の種々のシステムに適用される。

【００４０】

【発明の効果】本発明によれば、簡単な回路構成で、デ
ータレートが固定の場合は非常に安定正確に受信データ
を再生でき、データレートが変化する場合で安定して受
信データを再生できる信号再生回路が提供できる。この
信号再生回路をたとえば、ディジタル記録再生装置、特
に、ディジタル再生装置に適用すると、常に安定して正
確な再生データを得ることができる。また、本発明によ
れば、下記に述べる効果を奏する。 （１）磁気テープなどのデータ伝送系のスピードに応じ
た、複雑な遅延回路の遅延量の制御が不要になり、回路
の簡略化が実現できる。 （２）積分等化方式における高速なＡ／Ｄ変換器や、デ
ジタル領域でのＰＲ検出のための、デジタル演算回路が
不要となり、消費電力やコストの大幅な削減が可能にな
る。 （３）さらに、誤差率を適用して再生に使用する信号を
適宜選択し、常に最適な再生状態を維持することが可能
になり、信頼性の向上が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明の信号再生回路の第１実施例とし
て、ディジタル磁気記録再生装置に適用した信号再生回
路の回路構成図である。

【図２】図１に示したクロック再生回路の回路構成図で
ある。

【図３】図３は本発明の信号再生回路の第２の実施例と
して、ディジタル磁気記録再生装置に適用し信号再生回
路の回路構成図である。

【図４】本発明のディジタル磁気記録再生装置に適用す
るＰＲ（１，０，−１）方式のＰＲ等化検出回路の構成
図である。

【図５】図５（Ａ）〜（Ｄ）は図４における波形を示す
グラフである。

【図６】図４に示したＰＲ等化検出回路のアイパターン
を示すグラフである。

【図７】本発明のディジタル磁気記録再生装置に適用す
るＰＲ等化検出回路の第２の構成図である。

【図８】本発明のディジタル磁気記録再生装置に適用す
るＰＲ等化検出回路の第３の構成図である。

【図９】パーシャルレスポンス等化検出方式を適用した
場合にデータレートが変化したときの特性を示すグラフ
である。

【図１０】積分等化検出のアイパターンを示すグラフで
ある。

【符号の説明】

２００、２００Ａ・・信号再生回路 ２０２・・第１のスイッチング回路 ２０４・・第２のスイッチング回路 ２０６・・クロック再生回路 ２０８・・ラッチ回路 ２１０・・プリコーディング回路 インターリーブＮＲＺＩ変調の復調回路 ２２０・・第３のスイッチング回路 ２３０、２３２・・スイッチング制御回路 ２３４・・状態監視回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受信信号の伝送データレートを監視し、デ
   ータ伝送レートがほぼ一定している場合はパーシャルレ
   スポンス検出信号を選択し、データ伝送レートが変化し
   ているときは積分検出信号を選択し、 これら選択された信号を用いて受信伝送データを再生す
   る信号再生方法。
2. 【請求項２】前記伝送データの再生誤り率を監視し、該
   誤り率をも参照して、前記パーシャルレスポンス検出信
   号または前記積分検出信号を選択する請求項１記載の信
   号再生方法。
3. 【請求項３】Ｅ−Ｅ信号が選択された場合、パーシャル
   レスポンス特性を補償した出力する請求項１または２記
   載の信号再生方法。
4. 【請求項４】前記伝送データはディジタル磁気再生装置
   における磁気テープから読み出した信号である、請求項
   １〜３いずれか記載の信号再生方法。
5. 【請求項５】前記パーシャルレスポンスはＰＲ（１，
   ０，−１）方式である、請求項４記載の信号再生方法。
6. 【請求項６】パーシャルレスポンス等化検出信号と積分
   検出信号とを選択的に出力する第１のスイッチング手段
   と、 前記積分検出信号からクロックを再生するクロック再生
   手段と、 パーシャルレスポンス等化手段と、 該パーシャルレスポンス等化手段の出力信号と、該パー
   シャルレスポンス等化手段の前の信号とを選択的に出力
   する第２のスイッチング手段と、 前記第１および第２のスイッチング手段を付勢するスイ
   ッチング制御手段とを有し、 前記スイッチング制御手段は、 第１の動作モードにおいては、前記クロック再生手段か
   らの再生クロックに応じたタイミングで前記パーシャル
   レスポンス等化検出信号を前記第２のスイッチング手段
   から出力し、 第２の動作モードにおいては、前記クロック再生手段か
   らの再生クロックに基づいて前記積分検出信号を前記パ
   ーシャルレスポンス等化手段に印加してその出力を前記
   第２のスイッチング手段から出力する信号再生回路。
7. 【請求項７】前記再生クロックおよび前記第２のスイッ
   チング手段から出力されたデータを監視する手段をさら
   に具備し、 該監視手段は、該監視したデータの誤り率が所定以下に
   低下した場合、前記スイッチング制御手段を動作させ
   て、前記第１および第２のスイッチング手段の付勢位置
   を逆にする請求項６記載の信号再生回路。
8. 【請求項８】前記信号再生回路はディジタル磁気記録再
   生装置の復号回路として用いられ、前記第１の動作モー
   ドは通常再生モードであり、前記第２の動作モードは可
   変速再生モードである請求項６または７記載の信号再生
   回路。
9. 【請求項９】Ｅ−Ｅ信号と前記積分検出信号とを選択出
   力する第３のスイッチング手段をさらに具備し、 前記スイッチング制御手段は、Ｅ−Ｅモードにおいて、
   前記Ｅ−Ｅ信号が前記パーシャルレスポンス等化手段を
   介して出力されるように前記第１〜第３のスイッチング
   手段を付勢する、請求項８記載の信号再生回路。
10. 【請求項１０】前記パーシャルレスポンス信号は、ＰＲ
    （１，０，−１）信号であり、 前記パーシャルレスポンス等化手段は、ＰＲ（１，０，
    −１）方式に対応した等化回路を有する、請求項６〜９
    いずれか記載の信号再生回路。