JPH0728244B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
- Publication number
- JPH0728244B2 JPH0728244B2 JP63242697A JP24269788A JPH0728244B2 JP H0728244 B2 JPH0728244 B2 JP H0728244B2 JP 63242697 A JP63242697 A JP 63242697A JP 24269788 A JP24269788 A JP 24269788A JP H0728244 B2 JPH0728244 B2 JP H0728244B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- echo
- value
- circuit
- echo path
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、衛星通信、音声パケット通信等の通信回線
において２線−４線変換部で発生する近端エコーを消去
するエコーキャンセラに関するものである。
において２線−４線変換部で発生する近端エコーを消去
するエコーキャンセラに関するものである。
（従来の技術） 現在の電話回線では一般に加入者線の２線式回線と伝送
路の４線式回線との間の変換を行なうハイブリッド回路
が用いられていたが、このハイブリッド回路では、イン
ピーダンスのミスマッチングによって受信信号が送信線
路に漏れてエコーが生ずる。衛星通信のように遅延が大
きい網においてはこのエコーが通信の障害となるため、
送信線路にエコーキャンセラを挿入してエコーを消去す
る方法をとっている。また、音声、画像、データを統合
して取扱う統合網では、音声をパケット化して通信を行
うため、国内回線においても大きな遅延を生じるので音
声パケット通信においてもエコーキャンセラを用いてエ
コーを消去する必要がある。
路の４線式回線との間の変換を行なうハイブリッド回路
が用いられていたが、このハイブリッド回路では、イン
ピーダンスのミスマッチングによって受信信号が送信線
路に漏れてエコーが生ずる。衛星通信のように遅延が大
きい網においてはこのエコーが通信の障害となるため、
送信線路にエコーキャンセラを挿入してエコーを消去す
る方法をとっている。また、音声、画像、データを統合
して取扱う統合網では、音声をパケット化して通信を行
うため、国内回線においても大きな遅延を生じるので音
声パケット通信においてもエコーキャンセラを用いてエ
コーを消去する必要がある。
第２図は電話回線においてエコーキャンセラを適用する
場合の従来の回路構成を示すブロック図である。
場合の従来の回路構成を示すブロック図である。
同図において、10は電話機、12は加入者線、14はハイブ
リッド回路（図中記号Ｈで示してある）、16はディジタ
ル帯アナログ変換器（図中記号A/Dで示してある）、18
はアナログ対ディジタル変換器（図中記号A/Dで示して
ある）、20は減算器、22は適応ディジタルフィルタ（図
中記号ADFで示してある）及び24はダブルトーク検出器
（図中DTDで示してある）であり、この適応ディジタル
フィルタ22、減算器20及びダブルトーク検出器24でエコ
ーキャンセラ26を構成している。
リッド回路（図中記号Ｈで示してある）、16はディジタ
ル帯アナログ変換器（図中記号A/Dで示してある）、18
はアナログ対ディジタル変換器（図中記号A/Dで示して
ある）、20は減算器、22は適応ディジタルフィルタ（図
中記号ADFで示してある）及び24はダブルトーク検出器
（図中DTDで示してある）であり、この適応ディジタル
フィルタ22、減算器20及びダブルトーク検出器24でエコ
ーキャンセラ26を構成している。
この従来の回路の動作につき簡単に説明する。
遠端からの受信信号ｘ（ｋ）（但し、ｋはサンプリング
時刻）は、D/A変換器16によってアナログ信号ｘ（ｔ）
（但し、ｔは時間）に変換されてハイブリッド回路
（Ｈ）14に入力され、２線信号として加入者線12を通じ
て電話機10に伝送される。このとき、ハイブリッド回路
（Ｈ）14のインピーダンスミスマッチングにより、受信
信号ｘ（ｔ）が送信路に漏れ、エコー信号ｙ（ｔ）とし
て送出されてしまう。一方、電話機10からの近端入力信
号ｎ（ｔ）は、ハイブリッド回路（Ｈ）14によって４線
式信号に変換されて、送信路に送出される。すなわち、
送信信号ｓ（ｔ）はエコー信号ｙ（ｔ）と近端入力信号
ｎ（ｔ）との和として、ｓ（ｔ）＝ｙ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
と表される。
時刻）は、D/A変換器16によってアナログ信号ｘ（ｔ）
（但し、ｔは時間）に変換されてハイブリッド回路
（Ｈ）14に入力され、２線信号として加入者線12を通じ
て電話機10に伝送される。このとき、ハイブリッド回路
（Ｈ）14のインピーダンスミスマッチングにより、受信
信号ｘ（ｔ）が送信路に漏れ、エコー信号ｙ（ｔ）とし
て送出されてしまう。一方、電話機10からの近端入力信
号ｎ（ｔ）は、ハイブリッド回路（Ｈ）14によって４線
式信号に変換されて、送信路に送出される。すなわち、
送信信号ｓ（ｔ）はエコー信号ｙ（ｔ）と近端入力信号
ｎ（ｔ）との和として、ｓ（ｔ）＝ｙ（ｔ）＋ｎ（ｔ）
と表される。
エコーキャンセラ26には、受信信号ｘ（ｋ）と、A/D変
換器18によってディジタル信号に変換された送信信号ｓ
（ｋ）とが入力する。エコーキャンセラ26の適応ディジ
タルフィルタ22は、学習同定法により、D/A変換器16か
らハイブリッド回路（Ｈ）14を通ってA/D変換器18に至
る系（以下、エコーパスという）のインパルス応答を遂
次推定し、推定したインパルス応答と受信信号とにより
疑似エコー信号（ｔ）を発生し、これを減算器20で送
信入力信号ｓ（ｋ）から差し引くことによってエコーを
消去する。従ってこの減算器20はエコー消去回路として
機能し、この減算器20の出力は残差信号ｅ（ｋ）＝ｓ
（ｋ）−（ｋ）として送出される。
換器18によってディジタル信号に変換された送信信号ｓ
（ｋ）とが入力する。エコーキャンセラ26の適応ディジ
タルフィルタ22は、学習同定法により、D/A変換器16か
らハイブリッド回路（Ｈ）14を通ってA/D変換器18に至
る系（以下、エコーパスという）のインパルス応答を遂
次推定し、推定したインパルス応答と受信信号とにより
疑似エコー信号（ｔ）を発生し、これを減算器20で送
信入力信号ｓ（ｋ）から差し引くことによってエコーを
消去する。従ってこの減算器20はエコー消去回路として
機能し、この減算器20の出力は残差信号ｅ（ｋ）＝ｓ
（ｋ）−（ｋ）として送出される。
ところが、学習同定法では、エコーパスインパルス応答
の推定に受信信号系列Xk＝（ｘ（ｋ）,x（ｋ−１），
…,x（ｋ−Ｎ＋１））と、残差信号ｅ（ｋ）とを用いて
いるため、近端信号ｎ（ｔ）が大きいダブルトーク状態
で推定を続けてゆくと、推定インパルス応答が乱れてし
まう。ダブルトーク検出器24はダブルトーク状態を検出
し、推定停止信号INHを出力して適応ディジタルフィル
タ22の推定をい停止させてこれを防ぐ働きをする。この
ダブルトーク検出方法としては、例えば受信信号ｘ
（ｋ）と残差信号ｅ（ｋ）のパワー比 を求め、このパワー比Ａが所定の閾値AT以下であると
き、すなわち、 Ａ≦AT （２） の条件を満足したときダブルトーク状態であると判定す
る。ここでATはダブルトーク検出閾値である。この方法
は、ダブルトーク検出感度が高く、近端信号ｎ（ｋ）の
小さいレベルでも検出することが出来る。
の推定に受信信号系列Xk＝（ｘ（ｋ）,x（ｋ−１），
…,x（ｋ−Ｎ＋１））と、残差信号ｅ（ｋ）とを用いて
いるため、近端信号ｎ（ｔ）が大きいダブルトーク状態
で推定を続けてゆくと、推定インパルス応答が乱れてし
まう。ダブルトーク検出器24はダブルトーク状態を検出
し、推定停止信号INHを出力して適応ディジタルフィル
タ22の推定をい停止させてこれを防ぐ働きをする。この
ダブルトーク検出方法としては、例えば受信信号ｘ
（ｋ）と残差信号ｅ（ｋ）のパワー比 を求め、このパワー比Ａが所定の閾値AT以下であると
き、すなわち、 Ａ≦AT （２） の条件を満足したときダブルトーク状態であると判定す
る。ここでATはダブルトーク検出閾値である。この方法
は、ダブルトーク検出感度が高く、近端信号ｎ（ｋ）の
小さいレベルでも検出することが出来る。
しかしながら、エコーパスが他の系に切り替ったときに
も、残差信号ｅ（ｋ）のパワーが増加するため、（２）
式が成立し、実際には、ダブルトーク状態ではないのに
ダブルトークであると判定し、その結果ダブルトーク検
出器24から前述した推定停止信号INHを適応ディジタル
フィルタ22へ出力し、このフィルタ22での推定動作を停
止させてしまう。
も、残差信号ｅ（ｋ）のパワーが増加するため、（２）
式が成立し、実際には、ダブルトーク状態ではないのに
ダブルトークであると判定し、その結果ダブルトーク検
出器24から前述した推定停止信号INHを適応ディジタル
フィルタ22へ出力し、このフィルタ22での推定動作を停
止させてしまう。
実際の電話回線では、電話機のオンフック状態からオフ
フック状態への切換又はその逆の切換動作時や、ミュー
ト動作時にエコーパスの変化が生じ、エコーを消去でき
なくなる。
フック状態への切換又はその逆の切換動作時や、ミュー
ト動作時にエコーパスの変化が生じ、エコーを消去でき
なくなる。
そこで従来は、特開昭61−56526号公報で開示されてい
るように、閾値ATをダブルトーク判定時には一つ前のサ
ンプリング時刻での閾値よりも一定値δuだけ小さな値
とし及び非ダブルトーク判定時には一つ前のサンプリン
グ時刻での閾値よりも一定値δDだけ大きな値とするよ
うに設定することによって、エコーパスの変化に対応さ
せる手法が用いられている。すなわち、それぞれの場合
の閾値ATを ダブルトーク判定時 AT（ｋ＋１）＝AT（ｋ）−δu 非ダブルトーク判定時 AT（ｋ＋１）＝AT（ｋ）＋δD と定めている。
るように、閾値ATをダブルトーク判定時には一つ前のサ
ンプリング時刻での閾値よりも一定値δuだけ小さな値
とし及び非ダブルトーク判定時には一つ前のサンプリン
グ時刻での閾値よりも一定値δDだけ大きな値とするよ
うに設定することによって、エコーパスの変化に対応さ
せる手法が用いられている。すなわち、それぞれの場合
の閾値ATを ダブルトーク判定時 AT（ｋ＋１）＝AT（ｋ）−δu 非ダブルトーク判定時 AT（ｋ＋１）＝AT（ｋ）＋δD と定めている。
このような閾値ATの定め方に従えば、エコーパスの変化
であるのに、ダブルトークと判定した場合に、閾値ATの
値が下がるため、一定時間がたつとパワー比Ａが閾値AT
よりも大（Ａ＞AT）となり、従って前述の（２）式の条
件を満たさなくなり、よって推定を開始する。ここでδ
uの値は実際のダブルトーク状態が３秒以上続くことは
非常に少ないことから、従来はダブルトーク状態である
と判定してから約３秒後にＡ＞ATとなるように決めてい
る。
であるのに、ダブルトークと判定した場合に、閾値ATの
値が下がるため、一定時間がたつとパワー比Ａが閾値AT
よりも大（Ａ＞AT）となり、従って前述の（２）式の条
件を満たさなくなり、よって推定を開始する。ここでδ
uの値は実際のダブルトーク状態が３秒以上続くことは
非常に少ないことから、従来はダブルトーク状態である
と判定してから約３秒後にＡ＞ATとなるように決めてい
る。
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、以上述べた従来方法では、エコーパスの
変化をダブルトーク判定の時間により検出するため、エ
コーパスが変化してからこれを検出するまで少なくとも
約３秒かかってしまう。さらに実際のダブルトーク時の
安全性を重視すると検出のための時間を充分長くしなけ
ればならず、エコーキャンセラのエコーパス変化への追
随性を大きく失うという問題点があった。
変化をダブルトーク判定の時間により検出するため、エ
コーパスが変化してからこれを検出するまで少なくとも
約３秒かかってしまう。さらに実際のダブルトーク時の
安全性を重視すると検出のための時間を充分長くしなけ
ればならず、エコーキャンセラのエコーパス変化への追
随性を大きく失うという問題点があった。
この発明は以上に述べたエコーキャンセラのダブルトー
ク検出感度を高くするとエコーパス変化の追随性が悪く
なるという問題点を除去するためになされたものであ
り、従って、この発明の目的はダブルトーク検出感度を
下げることなく、エコーパス変化に対して追随性のよい
エコーキャンセラを提供することにある。
ク検出感度を高くするとエコーパス変化の追随性が悪く
なるという問題点を除去するためになされたものであ
り、従って、この発明の目的はダブルトーク検出感度を
下げることなく、エコーパス変化に対して追随性のよい
エコーキャンセラを提供することにある。
（課題を解決するための手段） この目的の達成を図るため、この発明によれば、受信信
号を入力して疑似エコー信号を発生させる適応ディジタ
ルフィルタと、この疑似エコー信号を受信信号のエコー
が加った送信信号から差し引くことによってエコー信号
を消去した残差信号を送出すエコー消去回路と、この残
差信号と受信信号のパワー比からダブルトーク状態を検
出して前述の適応ディジタルフィルタの推定動作を停止
させるダブルトーク検出器とを有するエコーキャンセラ
において、 ダブルトーク検出器がダブルトーク状態を検出し推定動
作が停止している間にエコーパスの変化を検出した時に
推定動作が停止した適応ディジタルフィルタの当該推定
動作を再開させるための推定開始信号を前述の適応ディ
ジタルフィルタに出力するエコーパス変化検出器を設
け、 このエコーパス変化検出器は、前述の受信信号と送信信
号のパワー比を求め、このパワー比の平均値と分散値と
を計算する計算回路と、この分散値が第一の閾値よりも
小さくかつ平均値が第２の閾値よりも大きい時にエコー
パス変化があると判定し前述の推定開始信号を出力する
比較判定回路とを有することを特徴とする。
号を入力して疑似エコー信号を発生させる適応ディジタ
ルフィルタと、この疑似エコー信号を受信信号のエコー
が加った送信信号から差し引くことによってエコー信号
を消去した残差信号を送出すエコー消去回路と、この残
差信号と受信信号のパワー比からダブルトーク状態を検
出して前述の適応ディジタルフィルタの推定動作を停止
させるダブルトーク検出器とを有するエコーキャンセラ
において、 ダブルトーク検出器がダブルトーク状態を検出し推定動
作が停止している間にエコーパスの変化を検出した時に
推定動作が停止した適応ディジタルフィルタの当該推定
動作を再開させるための推定開始信号を前述の適応ディ
ジタルフィルタに出力するエコーパス変化検出器を設
け、 このエコーパス変化検出器は、前述の受信信号と送信信
号のパワー比を求め、このパワー比の平均値と分散値と
を計算する計算回路と、この分散値が第一の閾値よりも
小さくかつ平均値が第２の閾値よりも大きい時にエコー
パス変化があると判定し前述の推定開始信号を出力する
比較判定回路とを有することを特徴とする。
（作用） 上述したこの発明の構成によれば、ダブルトーク検出器
がダブルトーク状態であると検出したときにエコーパス
変化検出によって、このダブルトーク状態の検出がエコ
ーパスの変化に起因する場合にはこのダブルトーク状態
の検出によって停止した適応ディジタルフィルタの推定
動作を再開させるための推定開始信号を当該エコーパス
変化検出器から適応ディジタルフィルタへ出力させる。
がダブルトーク状態であると検出したときにエコーパス
変化検出によって、このダブルトーク状態の検出がエコ
ーパスの変化に起因する場合にはこのダブルトーク状態
の検出によって停止した適応ディジタルフィルタの推定
動作を再開させるための推定開始信号を当該エコーパス
変化検出器から適応ディジタルフィルタへ出力させる。
この推定開始信号を出力させるため、ダブルトーク状態
の有無に拘らず、常時、計算回路において受信信号のパ
ワーと送信信号のパワーとのパワー比を算出しておく。
そして推定動作が停止したとき、この算出されたパワー
比の、Ｎサンプリング時間当たりの分散値及び平均値を
算出し、続いて、比較判定回路において、常時、この分
散値を第一閾値とを比較しかつ平均値を第二閾値と比較
する。そしてダブルトーク状態検出により推定動作が停
止している時、この分散が第一閾値よりも小さくかつ平
均値が第二閾値よりも大きいと判定されると、この比較
判定回路から適応ディジタルフィルタへ前述の推定開始
信号を出力する。
の有無に拘らず、常時、計算回路において受信信号のパ
ワーと送信信号のパワーとのパワー比を算出しておく。
そして推定動作が停止したとき、この算出されたパワー
比の、Ｎサンプリング時間当たりの分散値及び平均値を
算出し、続いて、比較判定回路において、常時、この分
散値を第一閾値とを比較しかつ平均値を第二閾値と比較
する。そしてダブルトーク状態検出により推定動作が停
止している時、この分散が第一閾値よりも小さくかつ平
均値が第二閾値よりも大きいと判定されると、この比較
判定回路から適応ディジタルフィルタへ前述の推定開始
信号を出力する。
このように、この発明では、ダブルトーク状態検出がエ
コーパスの変化に起因するものか否かを監視しており、
エコーパスの変化が生じて推定開始信号を出力するまで
の時間は樹のような３秒という待ち時間を必要としない
ので、実質的にエコーパス変化検出回路での処理時間の
みであり、従って、この発明のエコーキャンセラは、従
来の約1/10以下の時間で適応ディジタルフィルタを再開
始させることが可能な、エコーパス変化に著しく追随性
が良い。
コーパスの変化に起因するものか否かを監視しており、
エコーパスの変化が生じて推定開始信号を出力するまで
の時間は樹のような３秒という待ち時間を必要としない
ので、実質的にエコーパス変化検出回路での処理時間の
みであり、従って、この発明のエコーキャンセラは、従
来の約1/10以下の時間で適応ディジタルフィルタを再開
始させることが可能な、エコーパス変化に著しく追随性
が良い。
（実施例） 以下、図面を参照してこの発明のエコーキャンセラの実
施例を説明する。
施例を説明する。
第１図はこのエコーキャンセラを説明するためのブロッ
ク図、第３図はこのエコーキャンセラに設けたエコーパ
ス検出器の回路構成を示すブロック図である。尚、第１
図において、第２図に示した構成部分と同一の構成成分
については同一番号を付して示し、特に言及する場合を
除き、その詳細な説明を省略する。
ク図、第３図はこのエコーキャンセラに設けたエコーパ
ス検出器の回路構成を示すブロック図である。尚、第１
図において、第２図に示した構成部分と同一の構成成分
については同一番号を付して示し、特に言及する場合を
除き、その詳細な説明を省略する。
第１図に示すように、この発明に係るエコーキャンセラ
30を適応ディジタルフィルタ（ADF）22、ダブルトーク
検出器（DTD）24、エコー消去回路としての減算器20の
従来の構成条件に追加してエコーパス変化検出器40を設
けて構成する。
30を適応ディジタルフィルタ（ADF）22、ダブルトーク
検出器（DTD）24、エコー消去回路としての減算器20の
従来の構成条件に追加してエコーパス変化検出器40を設
けて構成する。
このエコーパス変化検出器40は、受信信号ｘ（ｋ）と送
信信号ｓ（ｋ）とを取り込んでエコーパスに変化を監視
しており、推定動作が停止している間にエコーパスの変
化を検出した時には適応ディジタルフィルタ22の当該推
定動作を再開させるための推定開始信号を当該適応ディ
ジタルフィルタ22へ出力する構成となっている。
信信号ｓ（ｋ）とを取り込んでエコーパスに変化を監視
しており、推定動作が停止している間にエコーパスの変
化を検出した時には適応ディジタルフィルタ22の当該推
定動作を再開させるための推定開始信号を当該適応ディ
ジタルフィルタ22へ出力する構成となっている。
次に、このエコーパス変化検出器40につき詳述する。
この発明では、このエコーパス変化検出器40を、受信信
号ｘ（ｋ）と送信信号ｓ（ｋ）のパワー比を計算する比
計算回路50、この前記パワー比の平均値mAEを計算する
平均計算回路60、このパワー比の分散値σ2 AEを計算す
る分散計算回路70及びスイッチSWとから成る計算回路35
と、これら平均値及び分散値の出力を用いてエコーパス
変化の判定を行なう比較判定回路80とを以って構成す
る。
号ｘ（ｋ）と送信信号ｓ（ｋ）のパワー比を計算する比
計算回路50、この前記パワー比の平均値mAEを計算する
平均計算回路60、このパワー比の分散値σ2 AEを計算す
る分散計算回路70及びスイッチSWとから成る計算回路35
と、これら平均値及び分散値の出力を用いてエコーパス
変化の判定を行なう比較判定回路80とを以って構成す
る。
このような構成のエコーパス変化検出器の動作について
第１図及び第３図を用いて説明する。
第１図及び第３図を用いて説明する。
まず、パワー比計算回路50に送信信号ｓ（ｋ）と受信信
号ｘ（ｋ）とを入力させ、パワー計算回路51,52でこれ
ら信号ｓ（ｋ）,x（ｋ）の短時間にわたる平均パワーＳ
（ｋ）,X（ｋ）を算出した後、次式（３）に従って求め
る。
号ｘ（ｋ）とを入力させ、パワー計算回路51,52でこれ
ら信号ｓ（ｋ）,x（ｋ）の短時間にわたる平均パワーＳ
（ｋ）,X（ｋ）を算出した後、次式（３）に従って求め
る。
このため、平均パワーＳ（ｋ）及びＸ（ｋ）を対数交換
回路（log10）53,54で対数領域の値Ls(k)，Lx(k)に変換
する。減算器55では、これら信号の差（Lx(k)−Ls(k)）
を求めることにより上式（３）のパワー比AE(k)を算出
して出力する。ここで上述したパワー計算回路51,52に
おいては、平均パワーＳ（ｋ）,X（ｋ）は従来周知のよ
うに次式 Ｘ（ｋ）＝（１−2-5）×（ｋ−１）＋2-5Ｘ(k)2（4,
1） Ｓ（ｋ）＝（１−2-5）Ｓ（ｋ−１）＋2-5Ｓ(k)2（4,
2） によって求めることが出来る。
回路（log10）53,54で対数領域の値Ls(k)，Lx(k)に変換
する。減算器55では、これら信号の差（Lx(k)−Ls(k)）
を求めることにより上式（３）のパワー比AE(k)を算出
して出力する。ここで上述したパワー計算回路51,52に
おいては、平均パワーＳ（ｋ）,X（ｋ）は従来周知のよ
うに次式 Ｘ（ｋ）＝（１−2-5）×（ｋ−１）＋2-5Ｘ(k)2（4,
1） Ｓ（ｋ）＝（１−2-5）Ｓ（ｋ−１）＋2-5Ｓ(k)2（4,
2） によって求めることが出来る。
この実施例においては、このパワー比AE(k)をスイッチS
Wを経て平均計算回路60及び分散計算回路70にそれぞれ
に供給する。このスイッチSWはダブルトーク検出器24が
ダブルトーク状態を検出して推定停止信号INHを出力し
ている間、この推定停止信号INHによって閉成する構成
となる電子式、光学式、或は、機械式のいずれかの形成
のスイッチであってもよい。このスイッチSWが閉成とな
っている間、従って、ダブルトーク検出器24がダブルト
ーク状態を検出し推定停止信号INHを出力している間
に、平均計算回路60及び分散計算回路70において、パワ
ー比AE(k)のＮサンプル時間の平均値mAEと分散値σ2 AE
をそれぞれ、 に従って求める。ここで、Ｎは100msecから200msec程度
の時間の相当する値、例えば、8kHzサンプリングで800
〜1600サンプル程度の値である。
Wを経て平均計算回路60及び分散計算回路70にそれぞれ
に供給する。このスイッチSWはダブルトーク検出器24が
ダブルトーク状態を検出して推定停止信号INHを出力し
ている間、この推定停止信号INHによって閉成する構成
となる電子式、光学式、或は、機械式のいずれかの形成
のスイッチであってもよい。このスイッチSWが閉成とな
っている間、従って、ダブルトーク検出器24がダブルト
ーク状態を検出し推定停止信号INHを出力している間
に、平均計算回路60及び分散計算回路70において、パワ
ー比AE(k)のＮサンプル時間の平均値mAEと分散値σ2 AE
をそれぞれ、 に従って求める。ここで、Ｎは100msecから200msec程度
の時間の相当する値、例えば、8kHzサンプリングで800
〜1600サンプル程度の値である。
この実施例では、この平均計算回路60では、先ず、累算
器（ACC）61によってパワー比AE(k)の累算値を計算し、
周期ＮのパルスＴによって、Ｎサンプル目の累算値従っ
てＮサンプル区間のパワー比AE(k)の和 の値をラッチ回路（Ｄ）62にセットすると同時に、累算
器61の内容をクリアする。そして、ラッチ回路62にセッ
トした累算値を乗算器63に送り、そこで定数「1/N」を
これに乗じてパワー比の平均値mAEを得、これを平均計
算回路60の出力として比較判定回路80と分散計算回路70
とに送る。一方、分散計算回路70では、前述のスイッチ
SWが閉成している間、先ず、２乗回路71でパワー比A
E(k)の２乗値AE(k)2を求め、これを累算器72へ送り、累
算値従ってＮサンプル区間の２乗値AE(k)2の和 の値を算出する。
器（ACC）61によってパワー比AE(k)の累算値を計算し、
周期ＮのパルスＴによって、Ｎサンプル目の累算値従っ
てＮサンプル区間のパワー比AE(k)の和 の値をラッチ回路（Ｄ）62にセットすると同時に、累算
器61の内容をクリアする。そして、ラッチ回路62にセッ
トした累算値を乗算器63に送り、そこで定数「1/N」を
これに乗じてパワー比の平均値mAEを得、これを平均計
算回路60の出力として比較判定回路80と分散計算回路70
とに送る。一方、分散計算回路70では、前述のスイッチ
SWが閉成している間、先ず、２乗回路71でパワー比A
E(k)の２乗値AE(k)2を求め、これを累算器72へ送り、累
算値従ってＮサンプル区間の２乗値AE(k)2の和 の値を算出する。
そしてこの累算値を、前述の場合と同様に、周期Ｎのパ
ルスＴによって、ラッチ回路（Ｄ）73にセットすると同
時に累算器72の内容をクリアする。
ルスＴによって、ラッチ回路（Ｄ）73にセットすると同
時に累算器72の内容をクリアする。
そして、このラッチ回路73にセットした累算値を乗算器
74へ送り、そこで定数「1/N」これ乗じてＮサンプル区
間のパワー比AE(k)の２乗平均値 を計算した後、減算器76へ送る。この減算器76には、前
述した平均計算回路60の出力であるパワー比の平均値m
AEを２乗回路75で２乗して得られた平均値の２乗の値
（mAE 2）が送られてきており、２乗平均値 と、平均値の２乗値（mAE 2）とから分散値 を算出し、 これを比較判定回路80に送る。
74へ送り、そこで定数「1/N」これ乗じてＮサンプル区
間のパワー比AE(k)の２乗平均値 を計算した後、減算器76へ送る。この減算器76には、前
述した平均計算回路60の出力であるパワー比の平均値m
AEを２乗回路75で２乗して得られた平均値の２乗の値
（mAE 2）が送られてきており、２乗平均値 と、平均値の２乗値（mAE 2）とから分散値 を算出し、 これを比較判定回路80に送る。
この平均値mAE及び、分散値σ2 AEを用いて、比較判定回
路80では推定停止がエコーパスの変化によるものかどう
かを判定し、エコーパス変化によるものであると判定し
た場合には、推定開始信号ADPを適応ディジタルフィル
タ22に出力する。
路80では推定停止がエコーパスの変化によるものかどう
かを判定し、エコーパス変化によるものであると判定し
た場合には、推定開始信号ADPを適応ディジタルフィル
タ22に出力する。
次に、この比較判定回路におけるエコーパス変化の判定
方法について述べる。
方法について述べる。
今、エコーパスのインパルス応答を1Hとしたときのパワ
ー比AE(k)がどうのようになるかを考え、次に、非ダブ
ルトーク時及びダブルトーク時におけるパワー比の平均
値mAE及び分散値σ2 AEを考える。送信信号ｓ（ｋ）は、
信号近端入力ｎ（ｋ）とエコー信号ｙ（ｋ）の和である
から、 （但し、Tは転値行列を表わす） と表わされる。（７）式で与えられる送信信号ｓ（ｋ）
の平均パワーＳ（ｋ）を求めると、ｎ（ｋ）とｘ（ｋ）
は無相関であるから、また、入力系列 のパワーは、エコーパスの遅延が小さいとき、（4,1）
式の短時間平均パワーＸ（ｋ）で近似できるので、 となる。従って（３）式および（８）式より、受信信号
ｘ（ｋ）と送信信号ｓ（ｋ）のパワー比AE(k)は、 で表される。
ー比AE(k)がどうのようになるかを考え、次に、非ダブ
ルトーク時及びダブルトーク時におけるパワー比の平均
値mAE及び分散値σ2 AEを考える。送信信号ｓ（ｋ）は、
信号近端入力ｎ（ｋ）とエコー信号ｙ（ｋ）の和である
から、 （但し、Tは転値行列を表わす） と表わされる。（７）式で与えられる送信信号ｓ（ｋ）
の平均パワーＳ（ｋ）を求めると、ｎ（ｋ）とｘ（ｋ）
は無相関であるから、また、入力系列 のパワーは、エコーパスの遅延が小さいとき、（4,1）
式の短時間平均パワーＸ（ｋ）で近似できるので、 となる。従って（３）式および（８）式より、受信信号
ｘ（ｋ）と送信信号ｓ（ｋ）のパワー比AE(k)は、 で表される。
従って、非ダブルトーク時には近端入力の平均パワーＮ
（ｋ）は非常に小さな値であるから、（９）式のパワー
比AE(k)は、 となる。（10）式で与えられたパワー比AE(k)は、エコ
ーパス（第１図参照）での減衰を反映しており、電話回
路においては、あるひとつのエコーパスについては、ほ
ぼ一定の正の値である。すなわち、（５）式で計算され
るパワー比AE(k)の平均値mAEは正の値で、（６）式で計
算される分散値のσ2 AEは小さな値となる。
（ｋ）は非常に小さな値であるから、（９）式のパワー
比AE(k)は、 となる。（10）式で与えられたパワー比AE(k)は、エコ
ーパス（第１図参照）での減衰を反映しており、電話回
路においては、あるひとつのエコーパスについては、ほ
ぼ一定の正の値である。すなわち、（５）式で計算され
るパワー比AE(k)の平均値mAEは正の値で、（６）式で計
算される分散値のσ2 AEは小さな値となる。
一方ダブルトーク時には、 受信入力と近端入力処理が同時に存在する場合、ｘ
（ｋ）とｓ（ｋ）は無相関であるから、（９）式で表さ
れるAE(k)の時間的な変化が大きい。すなわち、（６）
式の分散値σ2 AEは大きな値をとる。
（ｋ）とｓ（ｋ）は無相関であるから、（９）式で表さ
れるAE(k)の時間的な変化が大きい。すなわち、（６）
式の分散値σ2 AEは大きな値をとる。
また、 近端入力だけが存在する場合、ｘ（ｋ）は非常に小
さな値となるため（９）式AE(k)は大きな負の値とな
る。すなわち（５）式の平均値mAEは、負の値となる。
さな値となるため（９）式AE(k)は大きな負の値とな
る。すなわち（５）式の平均値mAEは、負の値となる。
以上の点を考慮すると、分散値σ2 AEがある閾値（これ
を第一の閾値TH1とする）よりも小さく、しかも、平均
値mAEがある閾値（これを第二の閾値TH2とする）よりも
大きい場合には、ダブルトーク検出器24（第１図）がダ
ブルトーク状態を検出しても実際にはダブルトークでな
くエコーパスの変化であると検出できる、当該第一の閾
値TH1と、第二の閾値TH2とをそれぞれ予め設定すること
が出来る。従って、このように予め設定した第一の閾値
をTH1及び第二の閾値TH2を用いて、 σ2 AE＜TH1、かつ、mAE＞TH2 （11） を満足するとき、エコーパスの変化であると判定するこ
とが可能である。
を第一の閾値TH1とする）よりも小さく、しかも、平均
値mAEがある閾値（これを第二の閾値TH2とする）よりも
大きい場合には、ダブルトーク検出器24（第１図）がダ
ブルトーク状態を検出しても実際にはダブルトークでな
くエコーパスの変化であると検出できる、当該第一の閾
値TH1と、第二の閾値TH2とをそれぞれ予め設定すること
が出来る。従って、このように予め設定した第一の閾値
をTH1及び第二の閾値TH2を用いて、 σ2 AE＜TH1、かつ、mAE＞TH2 （11） を満足するとき、エコーパスの変化であると判定するこ
とが可能である。
そこで、この実施例では、この比較判定回路80を、第二
の閾値TH2と平均値mAEとの比較回路81と第一の閾値TH1
と分散値σ2 AEとの比較回路82と、両比較回路81及び82
のそれぞれの結果とパルスＴとの論理積（AND）回路83
とを以って構成する。このような構成の比較判定回路80
では、比較回路81において平均値mAEと第二の閾値TH2と
の比較を行い、mAE＞TH2ならば論理「１」を出力する。
また、比較回路82において、分散値σ2 AE＜TH1ならば論
理「１」を出力する。AND回路83において、これら両比
較回路81及び82のそれぞれの出力と、パルスＴとの論理
積をとり、この論理積「１」の出力を推定開始信号とし
て適応ディジタルフィルタ22（第１図）へ出力し、これ
を再始動させる。このように、σ2 AE＜TH1であってしか
もmAE＞TH2のとき推定動作を停止させた原因がエコーパ
ス変化であると判定し、推定開始信号ADP（論理「１」
を１サンプリング区間出力する。
の閾値TH2と平均値mAEとの比較回路81と第一の閾値TH1
と分散値σ2 AEとの比較回路82と、両比較回路81及び82
のそれぞれの結果とパルスＴとの論理積（AND）回路83
とを以って構成する。このような構成の比較判定回路80
では、比較回路81において平均値mAEと第二の閾値TH2と
の比較を行い、mAE＞TH2ならば論理「１」を出力する。
また、比較回路82において、分散値σ2 AE＜TH1ならば論
理「１」を出力する。AND回路83において、これら両比
較回路81及び82のそれぞれの出力と、パルスＴとの論理
積をとり、この論理積「１」の出力を推定開始信号とし
て適応ディジタルフィルタ22（第１図）へ出力し、これ
を再始動させる。このように、σ2 AE＜TH1であってしか
もmAE＞TH2のとき推定動作を停止させた原因がエコーパ
ス変化であると判定し、推定開始信号ADP（論理「１」
を１サンプリング区間出力する。
この発明は上述した実施例のみ限定されるものではな
く、多く変形又は変更をなし得ること明らかである。例
えば、第３図で説明したエコーパス変化検出器の構成は
この実施例の構成でなくてもよく、受信信号と送信信号
とのパワー比を用いてその平均値及び分散値を算出し、
これら平均値及び分散値を予め定めたそれぞれの閾値と
比較して推定開始信号を出力する構成となっていれば良
い。
く、多く変形又は変更をなし得ること明らかである。例
えば、第３図で説明したエコーパス変化検出器の構成は
この実施例の構成でなくてもよく、受信信号と送信信号
とのパワー比を用いてその平均値及び分散値を算出し、
これら平均値及び分散値を予め定めたそれぞれの閾値と
比較して推定開始信号を出力する構成となっていれば良
い。
又、第１図及び第３図にブロック図で示した構成例に
は、この発明を理解する上で必要な構成成分を示してあ
るが、この発明のエコーキャンセラを作動させるに必要
なクロックパルス発生器、Ｎ周期パルスＴの発生器、サ
ンプリング周期Ｎ、第一及び第二の閾値TH1及びTH2等の
メモリをはじめ、その他当業者が容易に理解できる回路
及び又はその他の常套手段はその図示及び説明を省略し
てある。
は、この発明を理解する上で必要な構成成分を示してあ
るが、この発明のエコーキャンセラを作動させるに必要
なクロックパルス発生器、Ｎ周期パルスＴの発生器、サ
ンプリング周期Ｎ、第一及び第二の閾値TH1及びTH2等の
メモリをはじめ、その他当業者が容易に理解できる回路
及び又はその他の常套手段はその図示及び説明を省略し
てある。
（発明の効果） 上述した説明からも明らかなように、この発明のエコー
キャンセラによれば、受信信号を送信信号のパワー比の
平均と分散を計算する回路と、ダブルトーク検出器がダ
ブルトーク状態と判定し、推定動作が停止している間
に、分散値が第１の閾値よりも小さく平均値が第２の閾
値より大きいときにエコーパスの変化であると判定する
回路を設けたので、従来に比べて約1/10以下の時間でそ
の判定が行え、よってエコーパスの変化に対する追随性
の向上が期待できる。
キャンセラによれば、受信信号を送信信号のパワー比の
平均と分散を計算する回路と、ダブルトーク検出器がダ
ブルトーク状態と判定し、推定動作が停止している間
に、分散値が第１の閾値よりも小さく平均値が第２の閾
値より大きいときにエコーパスの変化であると判定する
回路を設けたので、従来に比べて約1/10以下の時間でそ
の判定が行え、よってエコーパスの変化に対する追随性
の向上が期待できる。
さらに、受信信号の平均パワーを求める際に、エコーパ
スの定遅延を考慮すれば、遅延の大きいエコーパスによ
るエコーを消去するエコーキャンセラにも適用可能であ
る。
スの定遅延を考慮すれば、遅延の大きいエコーパスによ
るエコーを消去するエコーキャンセラにも適用可能であ
る。
第１図は、この発明のエコーキャンセラの説明に供する
ブロック回路図、 第２図は、従来のエコーキャンセラの説明に供するブロ
ック回路図、 第３図は、この発明のエコーキャンセラを構成するエコ
ーパス変化検出器の具体的構成例を示すブロック回路図
である。 10……電話機、12……加入者線 16……ディジタル対アナログ（D/A）変換器 18……アナログ対ディジタル（A/D）変換器 20……エコー消去回路（又は減算器） 22……適応ディジタルフィルタ（ADF） 24……ダブルトーク検出器（DTD） 30……エコーキャンセラ 35……計算回路 40……エコーパス変化検出器 50……パワー比計算回路 51,52……パワー計算回路 53,54……対数変換回路、60……平均計算回路 61,72……累算器（ACC） 62,73……ラッチ回路（Ｄ） 63,74……乗算器、70……分散計算回路 71,75……２乗回路、76……減算器 80……比較判定回路、81,82……比較回路 83……論理積（AND）回路 SW……スイッチ。
ブロック回路図、 第２図は、従来のエコーキャンセラの説明に供するブロ
ック回路図、 第３図は、この発明のエコーキャンセラを構成するエコ
ーパス変化検出器の具体的構成例を示すブロック回路図
である。 10……電話機、12……加入者線 16……ディジタル対アナログ（D/A）変換器 18……アナログ対ディジタル（A/D）変換器 20……エコー消去回路（又は減算器） 22……適応ディジタルフィルタ（ADF） 24……ダブルトーク検出器（DTD） 30……エコーキャンセラ 35……計算回路 40……エコーパス変化検出器 50……パワー比計算回路 51,52……パワー計算回路 53,54……対数変換回路、60……平均計算回路 61,72……累算器（ACC） 62,73……ラッチ回路（Ｄ） 63,74……乗算器、70……分散計算回路 71,75……２乗回路、76……減算器 80……比較判定回路、81,82……比較回路 83……論理積（AND）回路 SW……スイッチ。
Claims (1)
- 【請求項１】受信信号を入力して疑似エコー信号を発生
させる適応ディジタルフィルタと、該疑似エコー信号を
受信信号のエコーが加った送信信号から差し引くことに
よってエコー信号を消去した残差信号を送出するエコー
消去回路と、前記残差信号と受信信号のパワー比からダ
ブルトーク状態を検出して前記適応ディジタルフィルタ
の推定動作を停止させるダブルトーク検出器とを有する
エコーキャンセラにおいて、 ダブルトーク検出器がダブルトーク状態を検出し推定動
作が停止している間にエコーパスの変化を検出した時
に、推定動作が停止した前記適応ディジタルフィルタの
当該推定動作を再開させるための推定開始信号を該適応
ディジタルフィルタに出力するエコーパス変化検出器を
設け、 該エコーパス変化検出器は、前記受信信号と送信信号の
パワー比を求め、該パワー比の平均値と分散値とを計算
する計算回路と、前記分散値が第一の閾値よりも小さく
かつ前記平均値が第２の閾値よりも大きい時にエコーパ
ス変化があると判定し前記推定開始信号を出力する比較
判定回路とを有する ことを特徴とするエコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63242697A JPH0728244B2 (ja) | 1988-09-28 | 1988-09-28 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63242697A JPH0728244B2 (ja) | 1988-09-28 | 1988-09-28 | エコーキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0290819A JPH0290819A (ja) | 1990-03-30 |
| JPH0728244B2 true JPH0728244B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=17092900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63242697A Expired - Fee Related JPH0728244B2 (ja) | 1988-09-28 | 1988-09-28 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728244B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5745564A (en) * | 1995-01-26 | 1998-04-28 | Northern Telecom Limited | Echo cancelling arrangement |
-
1988
- 1988-09-28 JP JP63242697A patent/JPH0728244B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0290819A (ja) | 1990-03-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4360712A (en) | Double talk detector for echo cancellers | |
| US6507652B1 (en) | Echo canceller employing dual-H architecture having improved non-linear echo path detection | |
| JP2518433B2 (ja) | ダブルト―ク検出回路 | |
| US4282411A (en) | Residual echo suppressor for echo canceller | |
| US5247512A (en) | Echo canceller | |
| JPH11289282A (ja) | エコーキャンセラの制御方法およびエコー除去装置 | |
| JPS6251529B2 (ja) | ||
| EP0053202B1 (en) | Improved double talk detector for echo cancellers | |
| JPS6050092B2 (ja) | 適応制御型反響阻止装置 | |
| US6836547B2 (en) | Protecting an echo canceller against random transitions in echo paths | |
| US20040228474A1 (en) | Echo-canceling apparatus, an echo-canceling method, a program and a recording medium | |
| US7508931B2 (en) | Method for detecting echo path changes in echo cancellers | |
| JPH0728244B2 (ja) | エコーキャンセラ | |
| JPH02260716A (ja) | エコーキャンセラ | |
| JPH07283859A (ja) | エコーキャンセラー | |
| JP3094634B2 (ja) | エコー除去方法及びエコー除去装置 | |
| JP2980141B2 (ja) | センタクリッパ回路 | |
| JPS60125025A (ja) | 反響打消し装置 | |
| JP2025040717A (ja) | 送受話装置、送受話プログラム、送受話方法、及び音声通信システム | |
| CA1146289A (en) | Double talk detector for echo cancellers | |
| JPH07303070A (ja) | ダブルトーク検出方法 | |
| GB2410661A (en) | Narrow band tone detection in echo cancelling system | |
| JP3597130B2 (ja) | エコーキャンセラ制御システム及び方法 | |
| JPH0787406B2 (ja) | エコ−キヤンセラ− | |
| JPH02264524A (ja) | エコーキャンセラ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |