JPH0732601B2 - 自励形スイッチングレギュレータ - Google Patents
自励形スイッチングレギュレータInfo
- Publication number
- JPH0732601B2 JPH0732601B2 JP63175572A JP17557288A JPH0732601B2 JP H0732601 B2 JPH0732601 B2 JP H0732601B2 JP 63175572 A JP63175572 A JP 63175572A JP 17557288 A JP17557288 A JP 17557288A JP H0732601 B2 JPH0732601 B2 JP H0732601B2
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- Japan
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- transformer
- self
- input power
- switching transistor
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Description
【発明の詳細な説明】 （ａ）産業上の利用分野 この発明は、電源回路として用いられる自励形スイッチ
ングレギュレータに関する。
ングレギュレータに関する。
（ｂ）従来の技術 電子機器内に設けられて回路に電源を供給する比較的小
容量の電源回路としては、一般に自励形スイッチングレ
ギュレータが用いられている。
容量の電源回路としては、一般に自励形スイッチングレ
ギュレータが用いられている。
第２図はいわゆるリンギングチョークコンバータを構成
する従来の自励形スイッチングレギュレータの回路図で
ある。図においてDBはダイオードブリッジであり、商用
電源ACを整流する。C1はこれを平滑する平滑コンデンサ
である。Ｔはトランスでありその１次巻線n1にスイッチ
ングトランジスタＱが直列接続されている。また、トラ
ンスの帰還巻線n3の出力が抵抗R2を介してスイッチング
トランジスタＱのベースに接続されている。このスイッ
チングトランジスタＱのベースと入力電源ラインVccと
の間に抵抗R1が接続されている。トランスＴの２次巻線
n2には整流ダイオードD1、平滑コンデンサC2およびダミ
ーロードR3が接続されている。
する従来の自励形スイッチングレギュレータの回路図で
ある。図においてDBはダイオードブリッジであり、商用
電源ACを整流する。C1はこれを平滑する平滑コンデンサ
である。Ｔはトランスでありその１次巻線n1にスイッチ
ングトランジスタＱが直列接続されている。また、トラ
ンスの帰還巻線n3の出力が抵抗R2を介してスイッチング
トランジスタＱのベースに接続されている。このスイッ
チングトランジスタＱのベースと入力電源ラインVccと
の間に抵抗R1が接続されている。トランスＴの２次巻線
n2には整流ダイオードD1、平滑コンデンサC2およびダミ
ーロードR3が接続されている。
以上のように構成された自励形スイッチングレギュレー
タは次のように動作する。先ず、商用電源ACが入力され
て入力電源ラインVccが所定の電圧レベルまで上昇する
と、起動用抵抗R1を通してＱにベース電流が流れ、Ｑが
導通状態となる。これにより、n1に流れるコレクタ電流
が増大し、Ｑのベース電流を増大させる方向にn3に起電
圧が発生する。このときトランスＴにエネルギーが蓄積
される。その後、コレクタ電流がベース電流の増幅率倍
に達したとき、Ｑは飽和状態が維持できなくなり、n1の
印加電圧が減少し、これに伴い、n3の起電圧が低下しＱ
は急激にカットオフする。その瞬間n2に逆電圧が発生
し、D1が導通し、トランスＴに蓄積されていたエネルギ
ーが放出されて負荷へ電力を供給する。その後、D1の電
流が０となったときn2にサージ電圧が発生し、これがn3
に誘起されて再びＱが普通を開始する。
タは次のように動作する。先ず、商用電源ACが入力され
て入力電源ラインVccが所定の電圧レベルまで上昇する
と、起動用抵抗R1を通してＱにベース電流が流れ、Ｑが
導通状態となる。これにより、n1に流れるコレクタ電流
が増大し、Ｑのベース電流を増大させる方向にn3に起電
圧が発生する。このときトランスＴにエネルギーが蓄積
される。その後、コレクタ電流がベース電流の増幅率倍
に達したとき、Ｑは飽和状態が維持できなくなり、n1の
印加電圧が減少し、これに伴い、n3の起電圧が低下しＱ
は急激にカットオフする。その瞬間n2に逆電圧が発生
し、D1が導通し、トランスＴに蓄積されていたエネルギ
ーが放出されて負荷へ電力を供給する。その後、D1の電
流が０となったときn2にサージ電圧が発生し、これがn3
に誘起されて再びＱが普通を開始する。
以上の繰り返しによって自励発振を行う。
（ｃ）発明が解決しようとする課題 ところで、このような従来の自励形スイッチングレギュ
ーレータは、入力されるAC電源電圧が一定ではなく、あ
る電圧幅の範囲内で使用できるように設計されている。
一般的に、入力電源電圧が高くなるほどスイッチングト
ランジスタの一回のオン期間にトランスに蓄積されるエ
ネルギーが増大し、負荷供給電流が小さいほどスイッチ
ングトランジスタのオフ期間にトランスから放出される
エネルギーが減少する。したがって入力電源電圧が高く
て無負荷状態のとき、トランスにエネルギーが残留し、
自励発振動作が不安定となり、間欠発振動作を起こす。
このように発振動作が不安定となれば出力電圧が変動
し、リップルが生じるなどの問題があった。そこで、従
来は第２図に示したようにトランスの二次側にダミーロ
ードR3を接続して、無負荷状態とならないようにしてい
た。ところが、前述の間欠発振を防止するためには、ダ
ミーロードの抵抗値をある程度低く設定しなければなら
ず、その発熱量が大きく、また、比較的大型の抵抗器を
用いなければならなかった。このため、電源回路の効率
が低く、また大型化していた。
ーレータは、入力されるAC電源電圧が一定ではなく、あ
る電圧幅の範囲内で使用できるように設計されている。
一般的に、入力電源電圧が高くなるほどスイッチングト
ランジスタの一回のオン期間にトランスに蓄積されるエ
ネルギーが増大し、負荷供給電流が小さいほどスイッチ
ングトランジスタのオフ期間にトランスから放出される
エネルギーが減少する。したがって入力電源電圧が高く
て無負荷状態のとき、トランスにエネルギーが残留し、
自励発振動作が不安定となり、間欠発振動作を起こす。
このように発振動作が不安定となれば出力電圧が変動
し、リップルが生じるなどの問題があった。そこで、従
来は第２図に示したようにトランスの二次側にダミーロ
ードR3を接続して、無負荷状態とならないようにしてい
た。ところが、前述の間欠発振を防止するためには、ダ
ミーロードの抵抗値をある程度低く設定しなければなら
ず、その発熱量が大きく、また、比較的大型の抵抗器を
用いなければならなかった。このため、電源回路の効率
が低く、また大型化していた。
この発明の目的は、特別なダミーロードを用いることな
く、入力電源電圧の変化に対して安定した自励発振動作
を行う自励形スイッチングレギュレータを提供すること
にある。
く、入力電源電圧の変化に対して安定した自励発振動作
を行う自励形スイッチングレギュレータを提供すること
にある。
（ｄ）課題を解決するための手段 この発明の自励形スイッチングレギュレータは、トラン
スの１次巻線に、この１次巻線に流れる電流を断続させ
るスイッチングトランジスタを直列接続し、トランスの
帰還巻線の出力を前記スイッチングトランジスタのベー
スに接続し、入力電源ラインと前記スイッチングトラン
ジスタのベース間に起動用抵抗を接続した自励形スイッ
チングレギュレータにおいて、 前記スイッチングトランジスタのエミッタと入力電源の
接地間に第１の抵抗を挿入し、入力電源ラインと前記ス
イッチングトランジスタのエミッタ間に、通常使用する
入力電圧範囲で通電される第２の抵抗と逆流防止ダイオ
ードの直列回路を接続したことを特徴としている。
スの１次巻線に、この１次巻線に流れる電流を断続させ
るスイッチングトランジスタを直列接続し、トランスの
帰還巻線の出力を前記スイッチングトランジスタのベー
スに接続し、入力電源ラインと前記スイッチングトラン
ジスタのベース間に起動用抵抗を接続した自励形スイッ
チングレギュレータにおいて、 前記スイッチングトランジスタのエミッタと入力電源の
接地間に第１の抵抗を挿入し、入力電源ラインと前記ス
イッチングトランジスタのエミッタ間に、通常使用する
入力電圧範囲で通電される第２の抵抗と逆流防止ダイオ
ードの直列回路を接続したことを特徴としている。
（ｅ）作用 この発明のスイッチングレギュレータにおいては、スイ
ッチングトランジスタのエミッタと入力電源の接地間に
第１の抵抗が挿入され、入力電源ラインとスイッチング
トランジスタのエミッタ間に第２の抵抗が接続されてい
る。したがってトランジスタのエミッタ電位は、入力電
源電圧が第１・第２の抵抗による分圧値となる。このた
め、例えば入力電源電圧が上昇すれば、スイッチングト
ランジスタのエミッタ電位も上昇するため、VBE（エミ
ッタ−ベース間電圧）が低下しベース電流が低下するこ
とにより、見掛け上のhfe（エミッタ接地電流増幅率）
が低下する。したがってトランジスタの一回のオン期間
にトラスに蓄積されるエネルギーが減少し、トランスに
対する過剰な蓄積エネルギーが増大することなく、トラ
ンスに対するエネルギーの蓄積・放出のバランスが保た
れる。このようにトランジスタの一回のオン期間にトラ
ンスに蓄積されるエネルギーが低減されるため、ダミー
ロードによってトランスの蓄積エネルギーを強制放出さ
せることなく間欠発振が抑制される。
ッチングトランジスタのエミッタと入力電源の接地間に
第１の抵抗が挿入され、入力電源ラインとスイッチング
トランジスタのエミッタ間に第２の抵抗が接続されてい
る。したがってトランジスタのエミッタ電位は、入力電
源電圧が第１・第２の抵抗による分圧値となる。このた
め、例えば入力電源電圧が上昇すれば、スイッチングト
ランジスタのエミッタ電位も上昇するため、VBE（エミ
ッタ−ベース間電圧）が低下しベース電流が低下するこ
とにより、見掛け上のhfe（エミッタ接地電流増幅率）
が低下する。したがってトランジスタの一回のオン期間
にトラスに蓄積されるエネルギーが減少し、トランスに
対する過剰な蓄積エネルギーが増大することなく、トラ
ンスに対するエネルギーの蓄積・放出のバランスが保た
れる。このようにトランジスタの一回のオン期間にトラ
ンスに蓄積されるエネルギーが低減されるため、ダミー
ロードによってトランスの蓄積エネルギーを強制放出さ
せることなく間欠発振が抑制される。
また、第２の抵抗には逆流防止ダイオードを直列に接続
しているため、スイッチングトランジスタがオフした際
に、トランスの帰還巻線に誘起される起電圧によって帰
還巻線、第１の抵抗、第２の抵抗および起動用抵抗を含
む電流経路に電流が流れることがなく、スイッチングト
ランジスタのベース−エミッタ間の逆バイアスが確実に
行われてスイッチング動作が不安定となることがなく、
また無駄な電力消費も抑制される。
しているため、スイッチングトランジスタがオフした際
に、トランスの帰還巻線に誘起される起電圧によって帰
還巻線、第１の抵抗、第２の抵抗および起動用抵抗を含
む電流経路に電流が流れることがなく、スイッチングト
ランジスタのベース−エミッタ間の逆バイアスが確実に
行われてスイッチング動作が不安定となることがなく、
また無駄な電力消費も抑制される。
（ｆ）実施例 第１図はこの発明の実施例である自励形スイッチングレ
ギュレータの回路図である。図においてDBは商用電源AC
を整流するダイオードブリッジ、C1は整流された電圧を
平滑する平滑コンデンサである。Ｔはトランスでありそ
の１次巻線n1にスイッチングトランジスタＱが直列接続
されている。また、帰還巻線n3の出力が電流制限用抵抗
R2を介してスイッチングトランジスタＱのベースに接続
されている。さらに、Ｑのベースと入力電源ラインVcc
間には起動用抵抗R1が接続されている。スイッチングト
ランジスタＱのエミッタと入力電源の接地（GND）間に
第１の抵抗R4が挿入され、また、Ｑのエミッタと入力電
源ラインVccを間に第２の抵抗R5および逆流防止用ダイ
オードD2が接続されている。トランスＴの２次巻線n2に
は整流ダイオードD1および平滑コンデンサC2が接続され
ている。
ギュレータの回路図である。図においてDBは商用電源AC
を整流するダイオードブリッジ、C1は整流された電圧を
平滑する平滑コンデンサである。Ｔはトランスでありそ
の１次巻線n1にスイッチングトランジスタＱが直列接続
されている。また、帰還巻線n3の出力が電流制限用抵抗
R2を介してスイッチングトランジスタＱのベースに接続
されている。さらに、Ｑのベースと入力電源ラインVcc
間には起動用抵抗R1が接続されている。スイッチングト
ランジスタＱのエミッタと入力電源の接地（GND）間に
第１の抵抗R4が挿入され、また、Ｑのエミッタと入力電
源ラインVccを間に第２の抵抗R5および逆流防止用ダイ
オードD2が接続されている。トランスＴの２次巻線n2に
は整流ダイオードD1および平滑コンデンサC2が接続され
ている。
以上のように構成された自励形スイッチングレギュレー
タは次のように動作する。先ず、商用電源ACが投入され
て、入力電源ラインVccの電圧が所定値に達したとき、
起動用抵抗R1を通してトランジスタＱにベース電流が流
れ始める。これにより、巻線n1にベース電流のhfe倍の
コレクタ電流が流れようとする。このコレクタ電流が増
加することにより巻線n3に起電圧が発生し、電流制限抵
抗R2を通してＱにベース電流が流れる。その後、コレク
タ電流が大きくなってhfeが低下し、ベース電流不足状
態となるとトランジスタＱは飽和状態が維持できなくな
り、コレクタ電流が減少し始める。これによりn3の起電
圧が低下し、さらにベース電流不足が促進されてついに
Ｑがカットオフ状態となる。このトランジスタＱのオン
期間にトランスに蓄積されるエネルギーＰは Ｐ＝1/2L1・IP1 2 となる。
タは次のように動作する。先ず、商用電源ACが投入され
て、入力電源ラインVccの電圧が所定値に達したとき、
起動用抵抗R1を通してトランジスタＱにベース電流が流
れ始める。これにより、巻線n1にベース電流のhfe倍の
コレクタ電流が流れようとする。このコレクタ電流が増
加することにより巻線n3に起電圧が発生し、電流制限抵
抗R2を通してＱにベース電流が流れる。その後、コレク
タ電流が大きくなってhfeが低下し、ベース電流不足状
態となるとトランジスタＱは飽和状態が維持できなくな
り、コレクタ電流が減少し始める。これによりn3の起電
圧が低下し、さらにベース電流不足が促進されてついに
Ｑがカットオフ状態となる。このトランジスタＱのオン
期間にトランスに蓄積されるエネルギーＰは Ｐ＝1/2L1・IP1 2 となる。
ここで、L1はトランスの１次巻線n1の自己インダクタン
ス、IP1はn1に流れるピーク電流値である。
ス、IP1はn1に流れるピーク電流値である。
トランジスタＱがオフしたことにより２次巻線n2に逆起
電圧が発生し、整流ダイオードD1が導通を開始し、負荷
へ電力を供給する。その後、n2の電流が０となればダイ
オードD1の逆回復時間に逆電流が流れ、n2にサージ電圧
が発生し、これがn3に誘起されて再びＱが導通を開始す
る。以上の繰り返しによって自励発振動作を行う。
電圧が発生し、整流ダイオードD1が導通を開始し、負荷
へ電力を供給する。その後、n2の電流が０となればダイ
オードD1の逆回復時間に逆電流が流れ、n2にサージ電圧
が発生し、これがn3に誘起されて再びＱが導通を開始す
る。以上の繰り返しによって自励発振動作を行う。
今、入力電源Vccの電圧が上昇した場合を考えると、抵
抗R4およびR5は抵抗分圧回路を構成しているため、Vcc
の上昇に伴い、Ｑのエミッタ電位が上昇する。このこと
により帰還巻線n3の起電圧に基づくベース電流Ibが減少
するため、Ｑが導通を開始してから短時間のうちにベー
ス電流不足状態となり、n1に流れるピーク電流が減少す
る。言い換えればトランジスタＱの見掛け上のhfeが低
下することにより、そのオン期間にトランスに蓄積され
るエネルギーが減少する。したがってトランジスタＱの
オフ期間にトランスの蓄積エネルギーが２次側から完全
に放出されることとなり、トランスが飽和状態に至るこ
とがなく、正常な発振動作を維持する。
抗R4およびR5は抵抗分圧回路を構成しているため、Vcc
の上昇に伴い、Ｑのエミッタ電位が上昇する。このこと
により帰還巻線n3の起電圧に基づくベース電流Ibが減少
するため、Ｑが導通を開始してから短時間のうちにベー
ス電流不足状態となり、n1に流れるピーク電流が減少す
る。言い換えればトランジスタＱの見掛け上のhfeが低
下することにより、そのオン期間にトランスに蓄積され
るエネルギーが減少する。したがってトランジスタＱの
オフ期間にトランスの蓄積エネルギーが２次側から完全
に放出されることとなり、トランスが飽和状態に至るこ
とがなく、正常な発振動作を維持する。
逆に、入力電源Vccの電圧が下降した場合、Ｑのエミッ
タ電位が低下する。このため、n3の超電圧によるベース
電流Ibが増大し、上述とは逆の作用によりn1に流れるピ
ーク電流が増大する。したがって、Ｑの一回のオン期間
にトランスに十分なエネルギーが蓄積される。
タ電位が低下する。このため、n3の超電圧によるベース
電流Ibが増大し、上述とは逆の作用によりn1に流れるピ
ーク電流が増大する。したがって、Ｑの一回のオン期間
にトランスに十分なエネルギーが蓄積される。
以上のように無負荷または軽負荷で入力電源電圧が高い
場合には間欠発振が抑制され、入力電源電圧が低い場合
にはトランスを十分励磁することができ、負荷に対する
電流容量が制限されることはない。
場合には間欠発振が抑制され、入力電源電圧が低い場合
にはトランスを十分励磁することができ、負荷に対する
電流容量が制限されることはない。
（ｇ）発明の効果 以上のようにこの発明によれば、次に述べる効果を奏す
る。
る。
無負荷または軽負荷で入力電源電圧が高い場合でも、
ダミーロードを用いることなく間欠発振を抑制できるた
め、ダミーロードによる損失および装置の大型化が避け
られる。
ダミーロードを用いることなく間欠発振を抑制できるた
め、ダミーロードによる損失および装置の大型化が避け
られる。
高hfeのトランジスタを用いることができるため、入
力電源電圧が低い場合や低温時にも負荷への供給電流容
量を維持することができる。
力電源電圧が低い場合や低温時にも負荷への供給電流容
量を維持することができる。
入力電源電圧が高くとも間欠発振が抑制されるため、
広範囲の入力電源電圧に対応することができる。
広範囲の入力電源電圧に対応することができる。
第１図はこの発明の実施例である自励形スイッチングレ
ギュレータの回路図、第２図は従来の自励形スイッチン
グレギュレータの回路図である。 Ｔ……トランス、 n1……１次巻線、 n2……２次巻線、 n3……帰還巻線、 Ｑ……スイッチングトランジスタ、 R4……第１の抵抗、 R5……第２の抵抗。
ギュレータの回路図、第２図は従来の自励形スイッチン
グレギュレータの回路図である。 Ｔ……トランス、 n1……１次巻線、 n2……２次巻線、 n3……帰還巻線、 Ｑ……スイッチングトランジスタ、 R4……第１の抵抗、 R5……第２の抵抗。
Claims (1)
- 【請求項１】トランスの１次巻線に、この１次巻線に流
れる電流を断続させるスイッチングトランジスタを直列
接続し、トランスの帰還巻線の出力を前記スイッチング
トランジスタのベースに接続し、入力電源ラインと前記
スイッチングトランジスタのベース間に起動用抵抗を接
続した自励形スイッチングレギュレータにおいて、 前記スイッチングトランジスタのエミッタと入力電源の
接地間に第１の抵抗を挿入し、入力電源ラインと前記ス
イッチングトランジスタのエミッタ間に、通常使用する
入力電圧範囲で通電される第２の抵抗と逆流防止ダイオ
ードの直列回路を接続したことを特徴とする自励形スイ
ッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63175572A JPH0732601B2 (ja) | 1988-07-13 | 1988-07-13 | 自励形スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63175572A JPH0732601B2 (ja) | 1988-07-13 | 1988-07-13 | 自励形スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0226269A JPH0226269A (ja) | 1990-01-29 |
| JPH0732601B2 true JPH0732601B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=15998427
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63175572A Expired - Fee Related JPH0732601B2 (ja) | 1988-07-13 | 1988-07-13 | 自励形スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732601B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002092575A (ja) | 2000-09-19 | 2002-03-29 | Mitsubishi Electric Corp | 小型カードとその製造方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5223313U (ja) * | 1975-08-08 | 1977-02-18 |
-
1988
- 1988-07-13 JP JP63175572A patent/JPH0732601B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0226269A (ja) | 1990-01-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |