JPH0736491B2 - Ｆｍ復調装置 - Google Patents
Ｆｍ復調装置Info
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- JPH0736491B2 JPH0736491B2 JP59158549A JP15854984A JPH0736491B2 JP H0736491 B2 JPH0736491 B2 JP H0736491B2 JP 59158549 A JP59158549 A JP 59158549A JP 15854984 A JP15854984 A JP 15854984A JP H0736491 B2 JPH0736491 B2 JP H0736491B2
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- NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 3-morpholin-4-yl-1-oxa-3-azonia-2-azanidacyclopent-3-en-5-imine;hydrochloride Chemical compound Cl.[N-]1OC(=N)C=[N+]1N1CCOCC1 NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/005—Analog to digital conversion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/006—Signal sampling
- H03D2200/0062—Computation of input samples, e.g. successive samples
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 この発明は、周波数変調された信号のデジタル復調時
に、特有の強調が施された信号の瞬時周波数を検出する
装置に関する。
に、特有の強調が施された信号の瞬時周波数を検出する
装置に関する。
＜発明の背景＞ FM復調器（または弁別器）はアナログ装置、特にラジオ
やテレビジヨン受像機において広く使用されている。今
日、このような受像機においては、情報信号を処理する
ためのデジタル技術が発達しつゝある。デジタル回路の
伝達関数は充分に特定され、また温度変化や電源電圧の
変化に対して安定しているので、デジタル分野におい
て、信号処理に出来る限り多く実施するのが望ましい。
従つて、今日ではFM搬送波のデジタル復調に対する要求
が多くなつている。「デジタル周波数弁別器（Digital
Frequency Discriminator）」（Electronics Letters,V
ol.15,No.16,Aug.1979,PP.489〜490）でクーペ（F.G.A.
Coupe）氏はデジタル技術を使用したFM信号の復調回路
について述べている。クーペ氏の回路では、FM信号は先
づヒルベルト変換（Hilbert transform）によつて動作
させられて次式で示される複素信号の直角成分ｘ（ｔ）
とｙ（ｔ）が取出される。
やテレビジヨン受像機において広く使用されている。今
日、このような受像機においては、情報信号を処理する
ためのデジタル技術が発達しつゝある。デジタル回路の
伝達関数は充分に特定され、また温度変化や電源電圧の
変化に対して安定しているので、デジタル分野におい
て、信号処理に出来る限り多く実施するのが望ましい。
従つて、今日ではFM搬送波のデジタル復調に対する要求
が多くなつている。「デジタル周波数弁別器（Digital
Frequency Discriminator）」（Electronics Letters,V
ol.15,No.16,Aug.1979,PP.489〜490）でクーペ（F.G.A.
Coupe）氏はデジタル技術を使用したFM信号の復調回路
について述べている。クーペ氏の回路では、FM信号は先
づヒルベルト変換（Hilbert transform）によつて動作
させられて次式で示される複素信号の直角成分ｘ（ｔ）
とｙ（ｔ）が取出される。
ｐ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋jy（ｔ） （１） ＝ａ（ｔ）exp｛ｊθ（ｔ）｝ （２） こゝで、 θ（ｔ）＝tan-1｛ｙ（ｔ）/x（ｔ）｝ （３） 必要とする信号Ｆ（ｔ）はθ（ｔ）を時間に関して１次
微分して得られ、次式によつて与えられる。
微分して得られ、次式によつて与えられる。
こゝでｘ、ｙの上の点は微分演算子d/dtを表わす。
ｘ、ｙ成分は同時にサンプルされてサンプルｘ（ｎ）、
ｙ（ｎ）が生成される。サンプルｘ（ｎ）、ｙ（ｎ）は
ｘ、ｙ処理チヤンネルに供給される。１次微分、
は、ｘサンプル・チヤンネル、ｙサンプル・チヤンネル
中の連続するサンプルの差の値によつて近似される。す
なわち、＝ｘ（ｎ＋１）−ｘ（ｎ）、＝ｙ（ｎ＋
１）−ｙ（ｎ）等で、値ｎは特定のサンプルの数あるい
は発生を示す指標である。
ｙ（ｎ）が生成される。サンプルｘ（ｎ）、ｙ（ｎ）は
ｘ、ｙ処理チヤンネルに供給される。１次微分、
は、ｘサンプル・チヤンネル、ｙサンプル・チヤンネル
中の連続するサンプルの差の値によつて近似される。す
なわち、＝ｘ（ｎ＋１）−ｘ（ｎ）、＝ｙ（ｎ＋
１）−ｙ（ｎ）等で、値ｎは特定のサンプルの数あるい
は発生を示す指標である。
これらの微分値を式（４）に代入すると次の値が得られ
る。
る。
Ｆ（ｎ）ｘ（ｎ）｛ｙ（ｎ−１）−ｙ（ｎ）｝ ＋ｙ（ｎ）｛ｘ（ｎ−１）−ｘ（ｎ）｝ （５） ｙ（ｎ）ｘ（ｎ−１）−ｘ（ｎ）ｙ（ｎ−１）
（６） 第４式の分母はFM信号の振幅に対応し、復調されたサン
プル値を単にある定数に応じて決定する一定値に維持さ
れると看做されるので、式（５）では、この分母は計算
されない。式（５）の項を集めることによつて式（６）
が得られる。式（６）は２個の連続するｘ（ｎ）サンプ
ルと対応する２個のｙ（ｎ）サンプルの僅か４個のシン
プルの関数と見ることができる。FM信号を復調するため
の式（６）によつて表わされる減算は実行が極めて簡単
である。このやり方の欠点は、直角関係の信号によつて
入力信号の波形を逓倍することによつて複素値ｘ
（ｔ）、ｙ（ｔ）を発生させる必要のある点である。
（６） 第４式の分母はFM信号の振幅に対応し、復調されたサン
プル値を単にある定数に応じて決定する一定値に維持さ
れると看做されるので、式（５）では、この分母は計算
されない。式（５）の項を集めることによつて式（６）
が得られる。式（６）は２個の連続するｘ（ｎ）サンプ
ルと対応する２個のｙ（ｎ）サンプルの僅か４個のシン
プルの関数と見ることができる。FM信号を復調するため
の式（６）によつて表わされる減算は実行が極めて簡単
である。このやり方の欠点は、直角関係の信号によつて
入力信号の波形を逓倍することによつて複素値ｘ
（ｔ）、ｙ（ｔ）を発生させる必要のある点である。
＜発明の概要＞ この発明によれば、FM信号は、搬送波周波数の約４倍に
等しい周波数（率）で信号を連続的にサンプルする方法
によつて周波数復調される。連続するサンプルは、少な
くとも４個の連続するサンプルが同時に利用できるよう
に記憶される。利用できるサンプルは瞬時周波数変移を
近似するように合成されて、復調された出力信号Ｆ
（ｎ）が生成される。
等しい周波数（率）で信号を連続的にサンプルする方法
によつて周波数復調される。連続するサンプルは、少な
くとも４個の連続するサンプルが同時に利用できるよう
に記憶される。利用できるサンプルは瞬時周波数変移を
近似するように合成されて、復調された出力信号Ｆ
（ｎ）が生成される。
この発明による装置は、周波数fCを中心とする周波数ス
ペクトルを有する信号の瞬時周波数を検出する。FM信号
は連続的にサンプルされ、それによつて交互のサンプル
は信号の直角成分に実質的に等しくなる。少なくとも４
個の連続するサンプルは連続的に記憶され、それによつ
て少なくとも４個の最後のサンプルは常に処理のために
利用される。成分の平均値はそれぞれ他の成分の微分値
によつて逓倍されてクロス乗積が生成され、次いで各ク
ロス乗積間の差が生成される。その差は信号の瞬時周波
数に対応するサンプルＦ（ｎ）である。
ペクトルを有する信号の瞬時周波数を検出する。FM信号
は連続的にサンプルされ、それによつて交互のサンプル
は信号の直角成分に実質的に等しくなる。少なくとも４
個の連続するサンプルは連続的に記憶され、それによつ
て少なくとも４個の最後のサンプルは常に処理のために
利用される。成分の平均値はそれぞれ他の成分の微分値
によつて逓倍されてクロス乗積が生成され、次いで各ク
ロス乗積間の差が生成される。その差は信号の瞬時周波
数に対応するサンプルＦ（ｎ）である。
この発明の実施例では、入力信号を表わす２進値を生成
するアナログ−デジタル変換器（ADC）によつてサンプ
リングが行なわれる。これらの２進値を表わす信号は直
列−並列延線に供給され、そこで少なくとも４個のサン
プルＳ（ｎ−１）、Ｓ（ｎ）、Ｓ（ｎ＋１）、Ｓ（ｎ＋
２）が記憶され、またアクセスされる。遅延線の連続す
るサンプルのうちの第１のサンプルＳ（ｎ−１）と第４
のサンプルＳ（ｎ＋２）は第１の逓倍回路に供給されて
それらの積が生成され、遅延線の連続する第２のサンプ
ルＳ（ｎ）と第３のサンプルＳ（ｎ＋１）は第２の逓倍
回路に供給されて、同時にそれらの積が生成される。第
１および第２の逓倍器からの積は加算回路に供給され
て、対応する復調されたサンプルに比例する処理された
サンプルＦ（ｎ）が生成される。Ｆ（ｎ）は次式によつ
て表わされる。
するアナログ−デジタル変換器（ADC）によつてサンプ
リングが行なわれる。これらの２進値を表わす信号は直
列−並列延線に供給され、そこで少なくとも４個のサン
プルＳ（ｎ−１）、Ｓ（ｎ）、Ｓ（ｎ＋１）、Ｓ（ｎ＋
２）が記憶され、またアクセスされる。遅延線の連続す
るサンプルのうちの第１のサンプルＳ（ｎ−１）と第４
のサンプルＳ（ｎ＋２）は第１の逓倍回路に供給されて
それらの積が生成され、遅延線の連続する第２のサンプ
ルＳ（ｎ）と第３のサンプルＳ（ｎ＋１）は第２の逓倍
回路に供給されて、同時にそれらの積が生成される。第
１および第２の逓倍器からの積は加算回路に供給され
て、対応する復調されたサンプルに比例する処理された
サンプルＦ（ｎ）が生成される。Ｆ（ｎ）は次式によつ
て表わされる。
Ｆ（ｎ）＝Ｓ（ｎ−１）・Ｓ（ｎ＋２）−Ｓ（ｎ）・Ｓ
（ｎ＋１） （７） ＜実施例の詳細な説明＞ 第１図に示す回路は前述のクーペ氏推奨の形式のもので
ある。この構成では、端子10に供給されるアナログFM信
号ｐ（ｔ）は逓倍器12および14において直角関係の信号
と混合され、それぞれ直角信号ｙ（ｔ）、ｘ（ｔ）が生
成される。信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）はスイツチ16、18に
よつて同時に供給される。サンプルされた信号ｙ（ｎ）
はサンプルされたデータ遅延素子20および逓倍回路26に
供給される。サンプルされた信号ｘ（ｎ）は、サンプル
されたデータ遅延素子22および逓倍回路24に供給され
る。遅延素子20および22からの遅延信号ｙ（ｎ−ｒ）、
ｘ（ｎ−ｒ）はそれぞれ逓倍回路24、26に供給され、そ
れぞれ積ｘ（ｎ）・ｙ（ｎ−ｒ）およびｙ（ｎ）・ｘ
（ｎ−ｒ）が生成される。こゝでｒは信号が遅延素子中
で受ける遅延時間を示す。一般に、ｒは持続期間中のサ
ンプル期間の整数値である。逓倍器24および26からの積
は減算回路28に供給されて次式で示される差が生成され
る。
（ｎ＋１） （７） ＜実施例の詳細な説明＞ 第１図に示す回路は前述のクーペ氏推奨の形式のもので
ある。この構成では、端子10に供給されるアナログFM信
号ｐ（ｔ）は逓倍器12および14において直角関係の信号
と混合され、それぞれ直角信号ｙ（ｔ）、ｘ（ｔ）が生
成される。信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）はスイツチ16、18に
よつて同時に供給される。サンプルされた信号ｙ（ｎ）
はサンプルされたデータ遅延素子20および逓倍回路26に
供給される。サンプルされた信号ｘ（ｎ）は、サンプル
されたデータ遅延素子22および逓倍回路24に供給され
る。遅延素子20および22からの遅延信号ｙ（ｎ−ｒ）、
ｘ（ｎ−ｒ）はそれぞれ逓倍回路24、26に供給され、そ
れぞれ積ｘ（ｎ）・ｙ（ｎ−ｒ）およびｙ（ｎ）・ｘ
（ｎ−ｒ）が生成される。こゝでｒは信号が遅延素子中
で受ける遅延時間を示す。一般に、ｒは持続期間中のサ
ンプル期間の整数値である。逓倍器24および26からの積
は減算回路28に供給されて次式で示される差が生成され
る。
Ｆ（ｎ）＝ｙ（ｎ）・ｘ（ｎ−ｒ）−ｘ（ｎ）・ｙ（ｎ
−ｒ） （６） これは、端子10に供給される信号の振幅が一定と仮定し
たときの復調されたFM信号の一定比率の大きさもつたも
のに相当する。
−ｒ） （６） これは、端子10に供給される信号の振幅が一定と仮定し
たときの復調されたFM信号の一定比率の大きさもつたも
のに相当する。
導関数ｘおよびｙは特定のｘおよびｙの値に関して時間
的に不均一であるので、式（６）によつて与えられる値
Ｆ（ｎ）は近似である。これは各サンプルの時間的な関
係を示す表１を吟味することによつて明らかになる。
的に不均一であるので、式（６）によつて与えられる値
Ｆ（ｎ）は近似である。これは各サンプルの時間的な関
係を示す表１を吟味することによつて明らかになる。
サンプルＦ（ｎ）は、時間ｎにおけるｘ（ｎ）、ｙ
（ｎ）に等しいｘおよびｙサンプル対して計算されてい
る。この計算で使用される導関数は後続するサンプルと
現時点のサンプルとの直線的な差、すなわちｘ（ｎ−
１）−ｘ（ｎ）とｙ（ｎ−１）−ｙ（ｎ）に比例し、こ
れらの値はサンプル期間の終了時ではなく、サンプル期
間の中間時点における波形の傾斜を表わす。この装置の
他の欠点は、直角信号による受信した信号の逓倍によつ
て複素入力信号を生成する必要があるという点である。
このような欠点は本発明によつて解消することができ
る。
（ｎ）に等しいｘおよびｙサンプル対して計算されてい
る。この計算で使用される導関数は後続するサンプルと
現時点のサンプルとの直線的な差、すなわちｘ（ｎ−
１）−ｘ（ｎ）とｙ（ｎ−１）−ｙ（ｎ）に比例し、こ
れらの値はサンプル期間の終了時ではなく、サンプル期
間の中間時点における波形の傾斜を表わす。この装置の
他の欠点は、直角信号による受信した信号の逓倍によつ
て複素入力信号を生成する必要があるという点である。
このような欠点は本発明によつて解消することができ
る。
一般にFM信号を含むＱ（ｔ）は次式によつて示される。
こゝでfSは任意の周波数である。この発明では、fSはサ
ンプル率と称される。サンプル率は信号エネルギの殆ん
どが集中する周波数の約４倍となるように選定されてい
る。Ｑ（ｔ）は周波数fCの周波数変調された搬送波であ
り、Ｑ（ｔ）のfS ］ ４からの瞬時周波数の変移は、式
（７）から得られるｘおよびｙの近似値を式（４）に代
入することによつて式（４）から得られる。
ンプル率と称される。サンプル率は信号エネルギの殆ん
どが集中する周波数の約４倍となるように選定されてい
る。Ｑ（ｔ）は周波数fCの周波数変調された搬送波であ
り、Ｑ（ｔ）のfS ］ ４からの瞬時周波数の変移は、式
（７）から得られるｘおよびｙの近似値を式（４）に代
入することによつて式（４）から得られる。
各サンプルＳ（ｎ−１）、Ｓ（ｎ）、Ｓ（ｎ＋１）、Ｓ
（ｎ＋２）を生成するために４つの連続する時点ｎ−１
＝０、ｎ＝1/fS、ｎ＋１＝2/fS、ｎ＋３＝3/fSにおける
式（７）によつて示される信号をサンプリングする場合
について考察する。式（７）におけるｔに対する列挙さ
れた時間の代入は、Ｓ（ｎ−１）＝ｘ（ｎ−１）、Ｓ
（ｎ）＝−ｙ（ｎ）、Ｓ（ｎ＋１）＝−ｘ（ｎ＋１）、
Ｓ（ｎ＋２）＝ｙ（ｎ＋２）をサンプルすることを示
す。交互のｘサンプルは対応するＳサンプルに対する反
対極性のものを示し、交互のｙサンプルは対応するＳサ
ンプルの反対極性のものを示す。サンプルと時間との関
係が次の表IIに示されている。
（ｎ＋２）を生成するために４つの連続する時点ｎ−１
＝０、ｎ＝1/fS、ｎ＋１＝2/fS、ｎ＋３＝3/fSにおける
式（７）によつて示される信号をサンプリングする場合
について考察する。式（７）におけるｔに対する列挙さ
れた時間の代入は、Ｓ（ｎ−１）＝ｘ（ｎ−１）、Ｓ
（ｎ）＝−ｙ（ｎ）、Ｓ（ｎ＋１）＝−ｘ（ｎ＋１）、
Ｓ（ｎ＋２）＝ｙ（ｎ＋２）をサンプルすることを示
す。交互のｘサンプルは対応するＳサンプルに対する反
対極性のものを示し、交互のｙサンプルは対応するＳサ
ンプルの反対極性のものを示す。サンプルと時間との関
係が次の表IIに示されている。
隣接するサンプルは90゜の位相の増加があり、互いに直
角の関係にあることが判る。一連の連続するサンプルは
直角成分の値に対応し、偶数番目のサンプルはｘ成分の
サンプルに対応し、奇数番目のサンプルはｙ成分のサン
プルに対応する。
角の関係にあることが判る。一連の連続するサンプルは
直角成分の値に対応し、偶数番目のサンプルはｘ成分の
サンプルに対応し、奇数番目のサンプルはｙ成分のサン
プルに対応する。
次のサンプリング処理およびサンプルの取扱いは、その
サンプル率fSがたとえばFM信号の搬送波周波数fcの４倍
からずれていても一般に適用することができる。この特
徴によつて、FM信号のサンプリングを非同期的に行なう
ことができる。非同期サンプリングは、サンプリング周
波数の４分の１からの搬送波周波数の差に関連するDCオ
フセツトを生成する。差が大きくなればなる程、オフセ
ツトは大きくなる。しかしながら、このオフセツトは容
易に修正できる。20％あるいはそれ以下の差に対して
は、オフセツトは無視できる。同期サンプリングによる
復調は、最終的にはより正確な変調信号を生成すること
が可能であるが、僅かのDC誤差を伴なう非同期サンプリ
ングを使用すると、必要とする回路素子の数が少なくな
るという効果以上の効果が得られる。
サンプル率fSがたとえばFM信号の搬送波周波数fcの４倍
からずれていても一般に適用することができる。この特
徴によつて、FM信号のサンプリングを非同期的に行なう
ことができる。非同期サンプリングは、サンプリング周
波数の４分の１からの搬送波周波数の差に関連するDCオ
フセツトを生成する。差が大きくなればなる程、オフセ
ツトは大きくなる。しかしながら、このオフセツトは容
易に修正できる。20％あるいはそれ以下の差に対して
は、オフセツトは無視できる。同期サンプリングによる
復調は、最終的にはより正確な変調信号を生成すること
が可能であるが、僅かのDC誤差を伴なう非同期サンプリ
ングを使用すると、必要とする回路素子の数が少なくな
るという効果以上の効果が得られる。
周波数の変換に対する式（４）は次の通りである。
任意特定のサンプル時に連続的にｘおよびｙのサンプル
をとる装置に対しては、ｘまたはｙ信号サンプルのみが
得られる。従つて、式（４）で使用するための同時にサ
ンプルされたｘおよびｙサンプルは存在しない。しかし
ながら、もし搬送波周波数が最高変調周波数よりも相当
に高ければ、連続するｘサンプルの平均値および連続
するｙサンプルの平均値は、ｘおよびｙの要素の非常
に近い近似を得るために利用することができる。
をとる装置に対しては、ｘまたはｙ信号サンプルのみが
得られる。従つて、式（４）で使用するための同時にサ
ンプルされたｘおよびｙサンプルは存在しない。しかし
ながら、もし搬送波周波数が最高変調周波数よりも相当
に高ければ、連続するｘサンプルの平均値および連続
するｙサンプルの平均値は、ｘおよびｙの要素の非常
に近い近似を得るために利用することができる。
＝（Ｓ（ｎ＋２）−Ｓ（ｎ））/2 （７） ＝（Ｓ（ｎ−１）−Ｓ（ｎ＋１））/2 （８） 式（７）および（８）におけるマイナス符号は、同じ成
分の交互のサンプルの極性反動を示している。ｙ（ｔ）
およびｘ（ｔ）成分の１次導関数およびは、連続す
るｙおよび連続するｘサンプルの単純な差を使用するこ
とによつて近似される。
分の交互のサンプルの極性反動を示している。ｙ（ｔ）
およびｘ（ｔ）成分の１次導関数およびは、連続す
るｙおよび連続するｘサンプルの単純な差を使用するこ
とによつて近似される。
（Ｓ（ｎ）＋Ｓ（ｎ＋２））fS ］ ２ （９） （Ｓ（ｎ＋１）＋Ｓ（ｎ−１））fS ］ ２ （10） こゝではfSはサンプリング周波数に等しい。式（７）乃
至（10）を式（４）に代入することによつて周波数変移
Ｆ（ｎ）が得られる。
至（10）を式（４）に代入することによつて周波数変移
Ｆ（ｎ）が得られる。
ｘ、ｙのサンプリングが連続的なサンプリングによつて
得られるときの、サンプル値Ｆ（ｎ）を決定するために
式（４）中に代入される平均値（ｎ）、（ｎ）、導
関数（ｎ）、（ｎ）の時間関係は表IIに示されてい
る。この表IIにおいて、平均値およびはその計算の
ために使用されるサンプル間の中間に置かれる。それ
は、平均してその時点で上記の各値が実際に生ずるから
である。同様に、導関数な値は、差計算で使用される値
相互間の中間に置かれる。それは、計算された傾斜がそ
の時点において実際の信号の傾斜を最もよく表している
からである。
得られるときの、サンプル値Ｆ（ｎ）を決定するために
式（４）中に代入される平均値（ｎ）、（ｎ）、導
関数（ｎ）、（ｎ）の時間関係は表IIに示されてい
る。この表IIにおいて、平均値およびはその計算の
ために使用されるサンプル間の中間に置かれる。それ
は、平均してその時点で上記の各値が実際に生ずるから
である。同様に、導関数な値は、差計算で使用される値
相互間の中間に置かれる。それは、計算された傾斜がそ
の時点において実際の信号の傾斜を最もよく表している
からである。
式（４）は、ｘ、ｙの平均値と、ｙ、ｘの導関数をクロ
ス乗積して、Ｆ（ｎ）の特定の値を計算するために使用
されるサンプル間の時間的に中間でサンプルされた値Ｆ
（ｎ）を生成する。
ス乗積して、Ｆ（ｎ）の特定の値を計算するために使用
されるサンプル間の時間的に中間でサンプルされた値Ｆ
（ｎ）を生成する。
第２図の装置は式（11）によつて表わされる復調された
信号サンプルを生成するためにFM信号に関して動作する
ものである。復調されるべきFM信号は端子50に供給され
る。この信号は予めヘテロダインされていて、特定の回
路で処理できる周波数範囲に搬送波周波数が引下げられ
ている。FM信号は非同期的にサンプルされ、アナログ−
デジタル変換器（ADC）51で、例えばパルス・コード変
調された（PCM）形式にデジタル化される。サンプル率f
Sは発振器52によつて決定され、その率は搬送波周波数f
Sの約４倍である。ADC51からのPCMサンプルは、各々サ
ンプルを１サンプル期間遅延させる縦続接続された遅延
素子53、54、55で連続的に遅延される。ADC51の出力、
遅延素子53、54、55の出力からのPCMサプルはそれぞれ
サンプルＳ（ｎ＋２）、Ｓ（ｎ＋１）、Ｓ（ｎ）、Ｓ
（ｎ−１）に相当する。これらのサンプルは減算処理回
路56に並列的に供給されて、式（11）に対応する値をも
つた復調された出力サンプルＦ（ｎ）が生成される。処
理回路56は必要な関数を実行するようにプログラムされ
たマイクロプロセツサでよい。
信号サンプルを生成するためにFM信号に関して動作する
ものである。復調されるべきFM信号は端子50に供給され
る。この信号は予めヘテロダインされていて、特定の回
路で処理できる周波数範囲に搬送波周波数が引下げられ
ている。FM信号は非同期的にサンプルされ、アナログ−
デジタル変換器（ADC）51で、例えばパルス・コード変
調された（PCM）形式にデジタル化される。サンプル率f
Sは発振器52によつて決定され、その率は搬送波周波数f
Sの約４倍である。ADC51からのPCMサンプルは、各々サ
ンプルを１サンプル期間遅延させる縦続接続された遅延
素子53、54、55で連続的に遅延される。ADC51の出力、
遅延素子53、54、55の出力からのPCMサプルはそれぞれ
サンプルＳ（ｎ＋２）、Ｓ（ｎ＋１）、Ｓ（ｎ）、Ｓ
（ｎ−１）に相当する。これらのサンプルは減算処理回
路56に並列的に供給されて、式（11）に対応する値をも
つた復調された出力サンプルＦ（ｎ）が生成される。処
理回路56は必要な関数を実行するようにプログラムされ
たマイクロプロセツサでよい。
第３図はアナログあるいはデジタル回路素子のいずれか
をもつて実現されるこの発明の装置の実施例を示す。ア
ナログの実施例では、信号はサンプルされたデータの形
で処理されるが、デジタルの実施例は例えば通常の２進
回路素子を使用する。
をもつて実現されるこの発明の装置の実施例を示す。ア
ナログの実施例では、信号はサンプルされたデータの形
で処理されるが、デジタルの実施例は例えば通常の２進
回路素子を使用する。
復調されるべきFM信号は端子60に供給され、素子61によ
つてサンプルされる。回路がアナログであれば、素子61
は単純なサンプル−ホールド回路でよい。一方、信号が
デジタル的に処理されるものであれば、素子61はADCで
よい。サンプルされた信号は、信号サンプルを１サンプ
ル期間づつ順次遅延させる縦続的に配列された遅延素子
62、63、64に供給される。遅延段62乃至64と素子61はク
ロツクφで駆動されて、FM信号搬送波周波数の４倍また
は約４倍の周波数で動作する素子64、63、62、61から出
力信号はそれぞれ信号サンプルＳ（ｎ−１）、Ｓ
（ｎ）、Ｓ（ｎ＋１）、Ｓ（ｎ＋２）に対応する。回路
素子65において信号サンプルＳ（ｎ＋２）は信号サンプ
ルＳ（ｎ）から減算され、回路素子66においてサンプル
Ｓ（ｎ＋１）はサンプルＳ（ｎ−１）から減算される。
回路素子65、66かららの差はそれぞれ逓倍器67、68によ
つて２乗される。２乗された値は加算器72に入力信号と
して供給され、加算器72は式（11）の分母に相当するサ
ンプル値を出力として発生する。
つてサンプルされる。回路がアナログであれば、素子61
は単純なサンプル−ホールド回路でよい。一方、信号が
デジタル的に処理されるものであれば、素子61はADCで
よい。サンプルされた信号は、信号サンプルを１サンプ
ル期間づつ順次遅延させる縦続的に配列された遅延素子
62、63、64に供給される。遅延段62乃至64と素子61はク
ロツクφで駆動されて、FM信号搬送波周波数の４倍また
は約４倍の周波数で動作する素子64、63、62、61から出
力信号はそれぞれ信号サンプルＳ（ｎ−１）、Ｓ
（ｎ）、Ｓ（ｎ＋１）、Ｓ（ｎ＋２）に対応する。回路
素子65において信号サンプルＳ（ｎ＋２）は信号サンプ
ルＳ（ｎ）から減算され、回路素子66においてサンプル
Ｓ（ｎ＋１）はサンプルＳ（ｎ−１）から減算される。
回路素子65、66かららの差はそれぞれ逓倍器67、68によ
つて２乗される。２乗された値は加算器72に入力信号と
して供給され、加算器72は式（11）の分母に相当するサ
ンプル値を出力として発生する。
サンプルＳ（ｎ）およびＳ（ｎ＋１）は逓倍器素子69に
供給されて、それらの積が生成され、サンプルＳ（ｎ−
１）とＳ（ｎ＋２）は逓倍器素子71で掛算される。逓倍
器69からのサンプル積は減算器素子70において逓倍器素
子70からのサンプル積から減算され、その差は式（11）
の分子に相当する。減算器70からのサンプルの差は回路
素子73に供給され、この回路信号73において上記サンプ
ルの差は加算器72から供給される和サンプルで割られ
る。接続点74に発生する出力信号は式（11）によつて示
されるサンプル値に相当する。
供給されて、それらの積が生成され、サンプルＳ（ｎ−
１）とＳ（ｎ＋２）は逓倍器素子71で掛算される。逓倍
器69からのサンプル積は減算器素子70において逓倍器素
子70からのサンプル積から減算され、その差は式（11）
の分子に相当する。減算器70からのサンプルの差は回路
素子73に供給され、この回路信号73において上記サンプ
ルの差は加算器72から供給される和サンプルで割られ
る。接続点74に発生する出力信号は式（11）によつて示
されるサンプル値に相当する。
FM入力信号の振幅が一定に維持されている状態では、演
算器70からの出力信号は、一定値で割られる所望の復調
された信号に実質的に対応する。この例では、回路素子
70からのサンプル値を割るための式（11）の分母に相当
する信号を発生させる必要はない。
算器70からの出力信号は、一定値で割られる所望の復調
された信号に実質的に対応する。この例では、回路素子
70からのサンプル値を割るための式（11）の分母に相当
する信号を発生させる必要はない。
計算に当つてさらにもう１つのサンプル値を含ませるこ
とによつて復調されたサンプルＦ（ｎ）の近似をさらに
改善することができる。この例では、瞬時周波数の値は
次式によつて表わされる。
とによつて復調されたサンプルＦ（ｎ）の近似をさらに
改善することができる。この例では、瞬時周波数の値は
次式によつて表わされる。
この誘導を、サンプルとｘおよびｙの値との間の対応を
示す表IIIを参照して説明する。
示す表IIIを参照して説明する。
式（４）に代入されるｘ（ｎ）、ｙ（ｎ）、（ｎ）、
および（ｎ）の値は特定のサンプルＳ（ｎ）を中心と
して時間的に等距離に中心がくるように選定される。従
つてｘ（ｎ）に対するサンプル値はサンプルＳ（ｎ）で
ある。ｙ（ｎ）に対する値はサンプルｙ（ｎ−１）と−
ｙ（ｎ＋１）との平均、すなわち（Ｓ（ｎ−１）−Ｓ
（ｎ＋１））/2、である。導関数（ｎ）はｙ（ｎ＋
１）−ｙ（ｎ−１）すなわち−（Ｓ（ｎ＋１）＋Ｓ（ｎ
−１））・（fS ］ ２）に比例し、導関数（ｎ）は−
（Ｓ（ｎ＋２）−Ｓ（ｎ−２））・（fS ］ ４）に比例す
る。
および（ｎ）の値は特定のサンプルＳ（ｎ）を中心と
して時間的に等距離に中心がくるように選定される。従
つてｘ（ｎ）に対するサンプル値はサンプルＳ（ｎ）で
ある。ｙ（ｎ）に対する値はサンプルｙ（ｎ−１）と−
ｙ（ｎ＋１）との平均、すなわち（Ｓ（ｎ−１）−Ｓ
（ｎ＋１））/2、である。導関数（ｎ）はｙ（ｎ＋
１）−ｙ（ｎ−１）すなわち−（Ｓ（ｎ＋１）＋Ｓ（ｎ
−１））・（fS ］ ２）に比例し、導関数（ｎ）は−
（Ｓ（ｎ＋２）−Ｓ（ｎ−２））・（fS ］ ４）に比例す
る。
ｙの値の大きさの中心に等しい値は時間ｎの近くに在
り、導関数、は各点間の傾斜を時点ｎにおいて最も
正確に表わしている。式（４）で使用するために選定さ
れるすべての項は時間ｎを表わす値を持つ傾向がある。
前述の項が式（４）に代入され、その項が逓倍され、集
められると、式（12）が得られる。式（12）に従つて生
成された値Ｆ（ｎ）は式（11）に従つて生成された値よ
りも遥かに正確である。４個のサンプルの装置の場合と
同様に、入力信号の振幅が一定に留まつていると、式
（12）の分母を無視することができる。
り、導関数、は各点間の傾斜を時点ｎにおいて最も
正確に表わしている。式（４）で使用するために選定さ
れるすべての項は時間ｎを表わす値を持つ傾向がある。
前述の項が式（４）に代入され、その項が逓倍され、集
められると、式（12）が得られる。式（12）に従つて生
成された値Ｆ（ｎ）は式（11）に従つて生成された値よ
りも遥かに正確である。４個のサンプルの装置の場合と
同様に、入力信号の振幅が一定に留まつていると、式
（12）の分母を無視することができる。
式（12）の結果は、第２図に遅延素子55と縦続して仮想
線で示す別の遅延素子58を加え、処理回路56に５番目の
サンプル値を供給するように構成された第２図の回路構
成によつて得られる。処理回路56は式（12）に従つてサ
ンプル値Ｆ（ｎ）を生成するようにプログラムされてい
ることは言う迄もない。
線で示す別の遅延素子58を加え、処理回路56に５番目の
サンプル値を供給するように構成された第２図の回路構
成によつて得られる。処理回路56は式（12）に従つてサ
ンプル値Ｆ（ｎ）を生成するようにプログラムされてい
ることは言う迄もない。
式（12）で得られるＦ（ｎ）を次の（13）式に従つて処
理することにより復調された信号Ｆ（ｎ）の精度をさら
に改善することができる。
理することにより復調された信号Ｆ（ｎ）の精度をさら
に改善することができる。
こゝでＦ（ｎ）′は改善された出力サンプルである。も
しＰ（ｔ）が周波数（fS ］ ２＋Ｆ）＜fS ］ ２の正弦波で
あるならば、式（13）はＦ（ｎ）′＝Ｆを正確に生成す
るということが判る。式（12）と（13）の結果を比較す
るために、40KHzの正弦波によつて±40KHzのピーク変移
に周波数変調された1020KHzの搬送波上のFM信号につい
て考察する。4000KHzのサンプル率fSを採用し、式（1
2）を使用すると、サンプルＦ（ｎ）は1000分の２部の
最大誤差と−62dbよりも良好な高調波歪をもつている。
式（13）を使用すると、サンプルＦ（ｎ）′は高調波歪
を実質的に含んでいない。
しＰ（ｔ）が周波数（fS ］ ２＋Ｆ）＜fS ］ ２の正弦波で
あるならば、式（13）はＦ（ｎ）′＝Ｆを正確に生成す
るということが判る。式（12）と（13）の結果を比較す
るために、40KHzの正弦波によつて±40KHzのピーク変移
に周波数変調された1020KHzの搬送波上のFM信号につい
て考察する。4000KHzのサンプル率fSを採用し、式（1
2）を使用すると、サンプルＦ（ｎ）は1000分の２部の
最大誤差と−62dbよりも良好な高調波歪をもつている。
式（13）を使用すると、サンプルＦ（ｎ）′は高調波歪
を実質的に含んでいない。
式（13）によつて定義される関数は、サンプルＦ（ｎ）
によつてアドレスされ、供給されたアドレスＦ（ｎ）に
対するsin-1（２πF(n)/fS）に対応するサンプルを出力
として発生するようにプログラムされた読出し専用メモ
リ（ROM）によつて実行される。この装置は第２図に仮
想線で示されている（枠59）。
によつてアドレスされ、供給されたアドレスＦ（ｎ）に
対するsin-1（２πF(n)/fS）に対応するサンプルを出力
として発生するようにプログラムされた読出し専用メモ
リ（ROM）によつて実行される。この装置は第２図に仮
想線で示されている（枠59）。
入力FM波形の搬送波周波数が変調信号よりも遥かに高け
れば、復調処理は連続的よりもむしろサンプルのバース
トで実行される。唯１つの制限は、サンプルのバースト
率は搬送波を変調する情報信号の帯域幅に関するナイキ
ストの基準を満足しなければならない点である。FM入力
信号が40KHzの帯域幅をもつた信号で変調された4MHzの
搬送波であると仮定すると、サンプル・バーストを使つ
てこの信号を復調するためには、バースト率は80KHZま
たはそれ以上、すなわち40KHzの変調信号の帯域幅の少
なくとも２倍でなければならない。各バーストは、16MH
zの率で生成される４個（式（11））または５個（式（1
2））の連続するサンプルを持つ必要がある。これによ
りサンプル率よりも著しく低い率で実行されるべき実際
の信号処理（復調）が可能になる。
れば、復調処理は連続的よりもむしろサンプルのバース
トで実行される。唯１つの制限は、サンプルのバースト
率は搬送波を変調する情報信号の帯域幅に関するナイキ
ストの基準を満足しなければならない点である。FM入力
信号が40KHzの帯域幅をもつた信号で変調された4MHzの
搬送波であると仮定すると、サンプル・バーストを使つ
てこの信号を復調するためには、バースト率は80KHZま
たはそれ以上、すなわち40KHzの変調信号の帯域幅の少
なくとも２倍でなければならない。各バーストは、16MH
zの率で生成される４個（式（11））または５個（式（1
2））の連続するサンプルを持つ必要がある。これによ
りサンプル率よりも著しく低い率で実行されるべき実際
の信号処理（復調）が可能になる。
第４図はこのようなサンプル・バースト復調装置の回路
を示す。第４図において、接続点80におけるFM信号はサ
ンプリング・スイツチSW1に供給される。クロツク源81
によつて動作状態が制御されるスイツチSW1は、入力信
号を搬送波周波数の４倍の率でアナログ信号記憶素子C1
乃至C5に順次供給する。クロツク源81は1/fSの周期の６
個の連続するパルスのバーストを供給するようにゲート
され、それによつて信号サンプルは各記憶素子C1乃至C5
に供給され、次いでスイツチSW1をすべての記憶素子か
ら切離す。ゲート・パルスは÷５回路86によつてトリガ
されるワンシヨツト・マルチバイブレータ87によつて供
給される。回路86は、クロツク発生器82からそれに供給
される入力パルス５個毎に出力パルスを発生する。
を示す。第４図において、接続点80におけるFM信号はサ
ンプリング・スイツチSW1に供給される。クロツク源81
によつて動作状態が制御されるスイツチSW1は、入力信
号を搬送波周波数の４倍の率でアナログ信号記憶素子C1
乃至C5に順次供給する。クロツク源81は1/fSの周期の６
個の連続するパルスのバーストを供給するようにゲート
され、それによつて信号サンプルは各記憶素子C1乃至C5
に供給され、次いでスイツチSW1をすべての記憶素子か
ら切離す。ゲート・パルスは÷５回路86によつてトリガ
されるワンシヨツト・マルチバイブレータ87によつて供
給される。回路86は、クロツク発生器82からそれに供給
される入力パルス５個毎に出力パルスを発生する。
クロツク発生器82はFM変調周波数の２倍に等しいかそれ
以上の率で動作し、サプルをスイツチSW2を経て記憶素
子C1乃至C5よりADC83にゲートする。ADCは、クロツク源
82の制御の下でサンプルの24進相当信号を生成する。２
進信号は遅延素子84に連続的に蓄積され、式（11）また
は（12）に従つてＦ（ｎ）の値を計算する処理回路85に
順次供給される。
以上の率で動作し、サプルをスイツチSW2を経て記憶素
子C1乃至C5よりADC83にゲートする。ADCは、クロツク源
82の制御の下でサンプルの24進相当信号を生成する。２
進信号は遅延素子84に連続的に蓄積され、式（11）また
は（12）に従つてＦ（ｎ）の値を計算する処理回路85に
順次供給される。
第４図に示す記憶素子は５個の並列キヤパシタである。
交番アナログ・サンプル記憶素子は、連続する電荷転送
装置、例えば電荷結合装置（CCD）、ばけつリレー装置
（bucket brigade device:BBD）からなり、この電荷転
送装置はFM信号を供給するために接続された入力端子
と、ADCに接続された出力端子と、サンプルのバースト
を装填（ロード）するために５個のサンプル期間中、速
い率でクロツクされ、次いでサンプルをADCに出力する
ために５個のサンプル期間中、遅い率で交互にクロツク
されるクロツク入力とを具備している。サンプル率、す
なわち速い率が遅い率よりも充分に大であれば、１個の
電荷転送装置で充分であることは、信号マルチプレツク
スの技術分野で既に認められている。もし２つのサンプ
ル率の差が大きくなれれば、いわゆるピンポンのような
態様でサンプリングと出力とを交互に行なう並列装置を
具えた並列電荷転送装置を必要とする。
交番アナログ・サンプル記憶素子は、連続する電荷転送
装置、例えば電荷結合装置（CCD）、ばけつリレー装置
（bucket brigade device:BBD）からなり、この電荷転
送装置はFM信号を供給するために接続された入力端子
と、ADCに接続された出力端子と、サンプルのバースト
を装填（ロード）するために５個のサンプル期間中、速
い率でクロツクされ、次いでサンプルをADCに出力する
ために５個のサンプル期間中、遅い率で交互にクロツク
されるクロツク入力とを具備している。サンプル率、す
なわち速い率が遅い率よりも充分に大であれば、１個の
電荷転送装置で充分であることは、信号マルチプレツク
スの技術分野で既に認められている。もし２つのサンプ
ル率の差が大きくなれれば、いわゆるピンポンのような
態様でサンプリングと出力とを交互に行なう並列装置を
具えた並列電荷転送装置を必要とする。
アナログ記憶素子はADCに必要とする速度を滅ずること
ができる。しかしながら、ADCが4fSの率でサンプルを変
換する程充分に速ければ、ADC自体はバーストでゲート
され、サンプルは縦続する遅延素子中にデジタル形式で
記憶される。次いで後続する処理回路が、バースト期間
中、より遅い率で計算を実行する。
ができる。しかしながら、ADCが4fSの率でサンプルを変
換する程充分に速ければ、ADC自体はバーストでゲート
され、サンプルは縦続する遅延素子中にデジタル形式で
記憶される。次いで後続する処理回路が、バースト期間
中、より遅い率で計算を実行する。
第１図は周知のサンプルされたデータ周波数復調器の概
要回路図、 第２図、第３図、第４図はこの発明によるサンプルされ
たデータFM復調器のブロツク図である。 51……ADC（サンプリング手段）、 52……発振器（サンプリング手段）、 53、54、55……遅延素子（記憶手段）、 56……演算処理回路（サンプル値Ｆ（ｎ）生成手段）。
要回路図、 第２図、第３図、第４図はこの発明によるサンプルされ
たデータFM復調器のブロツク図である。 51……ADC（サンプリング手段）、 52……発振器（サンプリング手段）、 53、54、55……遅延素子（記憶手段）、 56……演算処理回路（サンプル値Ｆ（ｎ）生成手段）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−1389（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−84004（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】周波数fCを中心とする周波数スペクトルを
有する信号の瞬時周波数の偏移を検出するFM復調装置で
あって、 上記信号の実質的に直角成分である連続する隣接サンプ
ルを生成するために上記信号をあるサンプリング率で順
次サンプリングする手段と、 少なくとも４個の連続する信号サンプルを同時に利用し
得るように上記連続する信号サンプルを記憶するための
手段と、 連続する信号サンプルの組し応答してこの信号サンプル
の組を連続的に合成して、４個の連続するサンプルのう
ちの第１のサンプルと第４のサンプルとの積と第２のサ
ンプルと第３のサンプルとの積の差に相当し且つ上記信
号の瞬時周波数の偏移に相当するサンプル値Ｆ（ｎ）を
生成するための手段と、 からなるFM復調装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/518,806 US4547737A (en) | 1983-07-29 | 1983-07-29 | Demodulator of sampled data FM signals from sets of four successive samples |
| US518806 | 1983-07-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6052103A JPS6052103A (ja) | 1985-03-25 |
| JPH0736491B2 true JPH0736491B2 (ja) | 1995-04-19 |
Family
ID=24065582
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59158549A Expired - Lifetime JPH0736491B2 (ja) | 1983-07-29 | 1984-07-27 | Ｆｍ復調装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4547737A (ja) |
| JP (1) | JPH0736491B2 (ja) |
| DE (1) | DE3427851C2 (ja) |
| FR (1) | FR2550030B1 (ja) |
| GB (1) | GB2144288B (ja) |
| HK (1) | HK60091A (ja) |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0192788B1 (de) * | 1985-02-23 | 1988-07-27 | Deutsche ITT Industries GmbH | Integrierte digitale Frequenzdemodulationsteilschaltung |
| FR2583938A1 (fr) * | 1985-06-21 | 1986-12-26 | Labo Electronique Physique | Filtre numerique de quadrature et demodulateur de signal numerique module en frequence comprenant un tel filtre |
| JPS6311570A (ja) * | 1985-12-16 | 1988-01-19 | 住友金属工業株式会社 | 炭素繊維強化炭素材の製造方法 |
| US4747140A (en) * | 1986-12-24 | 1988-05-24 | Rca Corporation | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
| GB8704871D0 (en) * | 1987-02-27 | 1988-04-27 | British Aerospace | Digital signal demodulation |
| JPH01151307A (ja) * | 1987-12-08 | 1989-06-14 | Toshiba Corp | デジタルｆｍ復調装置 |
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| US4910469A (en) * | 1989-05-02 | 1990-03-20 | Rca Licensing Corporation | Demodulator for sampled data FM signals |
| JP2581306B2 (ja) * | 1990-11-24 | 1997-02-12 | 日本電気株式会社 | ディジタル方式直交位相検波回路 |
| US5129672A (en) * | 1991-03-11 | 1992-07-14 | Nhk Spring Co., Ltd. | Suspension system for a vehicle |
| JPH04336056A (ja) * | 1991-05-10 | 1992-11-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 超音波ドプラ映像装置 |
| US5206601A (en) * | 1992-04-29 | 1993-04-27 | Elanix Inc. | Order statistic signal processor for estimating values of signal parameters and demodulating amplitude-, phase-, and frequency-modulated signals |
| DE4227858A1 (de) * | 1992-08-22 | 1994-02-24 | Sel Alcatel Ag | Empfänger zur Messung der Frequenz von einem oder mehreren simultan empfangenen pulsförmigen Signalen |
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| US5448202A (en) * | 1993-07-14 | 1995-09-05 | Seiko Communications Holding N.V. | Sigma-delta FM demodulator |
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| DE19727581A1 (de) * | 1997-06-28 | 1999-01-07 | Bosch Gmbh Robert | Digitaler FM-Demodulator |
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| US6456950B1 (en) * | 1999-05-19 | 2002-09-24 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for estimating and digitizing instantaneous frequency and phase of bandpass signals |
| JP2000341348A (ja) * | 1999-05-31 | 2000-12-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｆｍ信号の瞬間周波数を測定する方法と装置 |
| DE10059775C2 (de) * | 2000-12-01 | 2003-11-27 | Hahn Schickard Ges | Verfahren und Vorrichtung zur Verarbeitung von analogen Ausgangssignalen von kapazitiven Sensoren |
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