JPH0773211B2 - 無調整化電圧制御発振器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、シリコンウエハ上などに形成するモノリシッ
クIC内に、電圧制御発振器を集積化する場合に、抵抗値
および容量値のばらつきを自己補正し、その発振中心周
波数および電圧−周波数変換利得の調整を不要ならしめ
た無調整化電圧制御発振器に関するものである。

〔発明の背景〕

本発明による電圧制御発振器を適用する事で特に効果の
あるVTR（ビデオテープレコーダ）を例にとり、本発明
の意義を説明する。まず、VTRの記録および再生システ
ムを、『ホームビデオ技術』（昭和55年４月20日 日本
放送出版協会 P94）等に基づき以下、説明する。

第２図は、VTRの記録信号処理回数を示すブロック図で
ある。

同図において、端子１より入力されたカラー映像信号は
AGC回路２で振幅が制御される。そしてLPF（ローパスフ
イルタ）３を通過した輝度信号はFM変調回路４によりFM
変調された後、HPF（ハイパスフイルタ）５を通過し、
加算回路11へ供給される。

一方、搬送色信号はBPF（バンドパスフイルタ）６で分
離され、ACC回路７で振幅が制御された後、バースト信
号増幅回路８により、バースト信号のみが約6dB増幅さ
れる。

この信号は周波数変換回路９に加えられ、BPF23からの
キャリア信号f_Cにより周波数変換されLPF10の出力に40f
_H（f_Hは水平走査周波数）の低域周波数の色信号が得ら
れる。この信号は、加算回路11により、HPF5からのFM変
調された輝度信号と混合され、記録増幅回路12,磁気ヘ
ッド13を介して磁気テープ（図示せず）に記録される。

キャリア信号f_Cは以下のように作成される。

第２図において、電圧制御発振器（以下VCOと略す）19,
位相比較回路（以下P.Cと略す）18,分周回路20はAFCル
ープを形成し、VCO19は同期信号分離回路14より得られ
る水平同期信号の周波数f_Hの160倍の発振周波数で発振
している。

このVCO19の出力は、分周回路21に入力され、1/4分周さ
れ40f_Hの信号にすると同時に水平走査期間ごとに90度ず
つ位相をまわしている。

他方VCO17,P.C16はAPCループを形成し、バースト信号
（3.58M Hz）に同期した周波数3.58M Hzの信号f_Sを周波
数変換回路22に供給する。

周波数変換回路22には分周回路21からの40f_Hの信号とf_S
が供給され、周波数変換されて、BPF23により和周波数
成分を選択して、キャリア信号f_C＝40f_H＋f_Sを作成して
いる。従って、このキャリア信号f_C＝40f_H＋f_Sとバース
ト信号増幅回路８からの搬送色信号f_Sとを周波数変換回
路９で周波数変換し、その差成分をLPF10で選択すれば4
0f_Hの低域周波数に変換された色信号が得られる。

ここでバースト信号増幅回路８とP.C16は同期信号分離
回路14からの水平同期信号をバーストゲートパルス発生
回路15によってバースト信号のタイミングと時間的にほ
ぼ一致するように遅延して得たパルスでもって制御す
る。すなわち、バースト信号増幅回路８ではバースト信
号のみ6dB増幅させ、P.C16ではバースト信号に位相同期
させた信号f_Sを発生させる。

第３図は、第２図に示す記録回路で記録した信号を元の
映像信号に再現するための再生信号処理回路を示す。

同図において、磁気テープ（図示せず）に記録された信
号は磁気ヘッド13で検出され、前置増幅器24で増幅され
た後、FM変調された輝度信号はキャリア周波数近傍をピ
ーキングするピーキング回路35を介し、FM復調器26とLP
F3により、元の輝度信号に復調される。

一方低域周波数に変換された色信号は、LPF27で抽出さ
れ、周波数変換回路28に加えられる。

周波数変換回路28には、キャリア信号f_C′が入力されて
いるため、BPF6で差周波数成分を取り出し、ACC回路30
でもって信号レベルが制御される。この信号はバースト
信号低域回路31によりバースト信号のみ6dB減少させる
ことにより、元の搬送色信号に戻している。さらに、信
号のS/Nを改善するためくし形フイルタ32を通し、輝度
信号と加算回路33にて混合して出力端子34に元の映像信
号が再現される。

ここでカラー信号の時間軸変動の補正を行なうためのキ
ャリア信号f_C′を作成する信号処理回路について説明す
る。

VCO19は、くし形フイルタ32の出力からの再生信号の中
のバースト信号と、3.58M Hzで発振する水晶発振器36の
出力信号とをP.C35で位相比較して得られた誤差電圧で
もって制御され、その発振周波数は、160f_Hを中心に上
記誤差電圧に応じた周波数160f_H±Δｆ′となる。VCO19
の出力信号は、分周回路37で1/4分周され、周波数変換
回路38に入力される。そして水晶発振器36からの信号f_S
でもって周波数変換され、その和周波数成分がBPF39よ
り取り出され、周波数変換回路28に加えられるべきキャ
リア信号f_C′が得られる。

今、磁気ヘッド13から再生され、LPF27を通過させた色
信号が時間軸変動を持ち、その周波数が（40f_H＋Δｆ）
であるとすると、周波数変換回路28に加えられるキャリ
ア信号がf_C′＝40f_H＋Δｆ＋f_Sであれば、BPF6に出力さ
れる搬送色信号はf_Sとなり時間軸変動成分Δｆが除去さ
れることになる。

キャリア信号f_C′がf_C′＝40f_H＋Δｆ＋f_Sになるために
は、VCO19の発振周波数は４（40f_H＋Δｆ）になるよう
に制御されればよい（４Δｆ＝Δｆ′）。このVCO19は
水晶発振器36の出力f_S3.58M Hzの基準信号と、再生搬
送色信号のバースト信号をバーストゲート回路15で取り
出したバースト信号とをP.C35で位相比較し、その誤差
信号によって制御される。

ここでバースト信号低域回路31とP.C35は同期信号分離
回路14からの水平同期信号とバーストゲートパルス発生
回路15によってバースト信号のタイミングと時間的にほ
ぼ一致するように遅延して得たパルスでもって制御す
る。

以上に述べたVTRの記録および再生信号処理回路におい
て、VCA19は記録時にAFCループのVCOとして働らき、再
生時にはAPCループのVCOとして働らいている。VCO19の
性能はAFCとAPCの性能を決定する上で非常に重要であ
る。特にループを開いた時の発振周波数である発振中心
周波数と電圧に対する周波数変換の利得である発振周波
数感度は重要なパラメータである。

本発明は、このような意味でVTRなどにおいて特に意義
のある電圧制御発振器の改良に関するものである。

次に第２図におけるVCO19として用いられる如き、電圧
制御発振器の従来例について、第４図を参照して説明す
る。

第４図には、第２図におけるP.C18とVCO19の具体的IC化
例を示してある。第４図上半分に示したP.C18は良く知
られたマルチプライヤで入力端子40（40a,40b）と41（4
1a,41b）の各入力信号を乗算することにより位相差を検
出し、トランジスタ42のコレクタに乗算信号（位相差信
号）を出力する。なお、ＧはIC化回路基板の縁を示して
いる。

トランジスタ42のコレクタは、基準電位E₀から負荷抵抗
46を介して電位が与えられている。さらにICピン43を介
して、抵抗44と容量45から構成される外付けフイルタに
より高周波数成分を除去し、トランジスタ57のベースに
制御信号が印加される。

次に第４図下半分に示したリングオシレータ型VCO19の
動作を説明する。トランジスタ50と51,トランジスタ52
と53,トランジスタ54と55はそれぞれインバータを構成
する。トランジスタ50,52,54のコレクタ電流Ｉはこれら
トランジスタとカレントミラー関係のトランジスタ56の
コレクタ電流Ｉに等しい。

ここでICの外付け抵抗59の抵抗値をＲとすれば、次式の
関係が得られる。

なおV_BEはトランジスタ57のベース−エミッタ間電圧で
約0.7V,E₀はこの場合、トランジスタ57のベース電位Ｅ
である。

容量61,62,63はそれぞれ容量値Ｃで、これらの容量はト
ランジスタ50〜55により充放電されるため、一定の時間
遅れが生じる。インバータは奇数段であるから、一巡し
た時インバータでの遅れ時間のため、正帰還となり、発
振する。

第５図にインバータa,b,c点の波形を示す。トランジス
タ51,52,53がOFFからONに転じるに要する時間t₀は、容
量61,62,63に電荷が充電されるに要する時間に注目する
と、 発振出力の周期Ｔ（発振周波数ｆ）とすると、 Ｔ＝3t₀ ……（３） 式（１），（２），（３）より となる。

ICピン43の、位相検波出力信号を±ΔＥとすると、トラ
ンジスタ57のベース電位Ｅは、 Ｅ＝E₀±ΔＥ ……（５） となる。

ここで、ΔＥに対する周波数感度（偏微分）∂f/∂Ｅは となる。

ところで、容量61,62,63の各容量値Ｃの絶対値は±（10
〜15）％ばらつく事が知られている。そこで、外付け抵
抗59の抵抗値Ｒを調整して、トランジスタ57のベース電
位ＥがE₀の場合の発振中心周波数f_Cを調整する。

ここで注目すべき点は発振中心周波数f_Cと発振周波数感
度∂f/∂Ｅは別々に定められない事である。

一般に、発振周波数感度∂f/∂Ｅは低い方が良い。これ
は、第４図に示すように、VCO19の制御入力は、ICピン4
3を介して外付けフイルタと接続しており、ICピン43に
重畳されたノイズの影響を小さくするためである。発振
周波数感度∂f/∂Ｅが高いと、ノイズによって、VCO19
の出力が変調される。その結果記録時には入力のバース
ト信号との同期が充分にとれず、再生時には時間軸補正
が充分に行なえないという欠点がある。

すなわち、従来のリングオシレータ型の回路では次のよ
うな欠点があった。

（１）発振中心周波数を調整するために、外付けの抵抗
によって調整する必要がある。

（２）発振周波数感度が自由に選択出来ない。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、IC
化容量,IC化抵抗のばらつきを自己補正し発振中心周波
数の無調整化が可能であると同時に、発振周波数感度を
発振中心周波数とは独立に自由に選択出来るようにした
無調整化電圧制御発振器を提供する事にある。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するため、本発明では、発振中心周波数
と発振周波数感度を独立に選定出来ると同時に、これら
の値を決めるIC内の抵抗値と容量値のばらつきを自動的
に補正するシステムにより、発振中心周波数と発振周波
数感度の無調整化が可能な集積化電圧制御発振器を実現
した。

〔発明の実施例〕

次に本発明の実施例を説明するわけであるが、その前
に、第６図〜第８図を参照して、本発明において用いる
無調整システム、すなわちVCOの発振周波数を決める容
量値と抵抗値の積CR積の絶対値ばらつきを自動的に補正
する無調整システムについて説明しておく。

第６図は、本発明において用いる無調整システムを示す
ブロック図である。

同図において、基準発振器70,位相検波器71,LPF72,VCO7
3より成るPhase−Locked Loop（以下PLLと略す）により
構成される自己補正信号発生ブロック74と、これに制御
されるVCO75より構成されるものとして無調整システム
が示されている。

ここでVCO73とVCO75は抵抗値r₁と容量値C₁の積C₁ r₁の
関数により発振周波数が定まる回路構成とする。

すなわち、VCO73の発振周波数f₁,VCO75の発振周波数F,K
₁,K₂は定数とした場合、 の関係になるようにする。

ここで特に注目すべき点は、VCO73とVCO75の容量値C
₁は、容量として可変容量ダイオードを用い可変出来る
事である。これは自己補正信号76をVCO73とVCO75の可変
容量ダイオードに印加する事で、容量値を変化させる。

以下に動作を説明する。基準発振器70よりある一定の基
準周波数f₀の信号が位相検波器71に入力される。位相検
波器71は基準周波数f₀とVCO73の発振周波数f₁の信号間
の位相差を比較により求める。そして、この位相差によ
って生じる位相検波器71の出力はLPF72で平滑され、VCO
73の発振周波数f₁を基準周波数f₀に一致される作用、す
なわちPLLの役目を果たす。

その結果、VCO73の可変容量ダイオードには一定の電圧
が印加され、容量値はある値になる。すなわち、VCO73
の発振周波数f₁を決めるC₁ r₁のばらつきが容量値C₁を
自己補正する事で吸収される。

同一ICチップ内のIC化素子は比精度よく構成できるの
で、式（６），（７）のC₁ r₁ばらつきは同じ程度にな
る。したがって、VCO73の可変容量を制御する自己補正
信号76をVCO75に印加する事で、VCO75のC₁ r₁ばらつき
を自動的に吸収できることとなる。

なお比精度よく、とは次のような意味である。例えば、
抵抗値r₁とr₂の比精度が良いとは、r₁およびr₂の絶対値
がばらついてもr₁/r₂の比はほぼ一定に保たれることを
意味する。言い換えれば、r₁とr₂は同様の比率で値がば
らつくということである。同様に容量値C₁とC₂の比精度
が良いとは、C₁およびC₂の絶対値がばらついてもC₁/C₂
の比はほぼ一定に保たれることを意味するわけである。

このシステムを実現する回路形式として、VCO73とVCO75
はエミッタ結合形マルチバイブレータが使用されてい
る。以下第７図を用いて、その動作原理を説明する。

第７図は第６図におけるVCOの具体的回路例を示す回路
図である。

なお、第７図の回路動作波形を第８図に示す。第８図
（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）はそれぞれ第７図v_a,v
_b,v_c,v_dの発振波形である。

第７図において、可変容量ダイオード84および85のアノ
ード側を共通とし、カソード側をトランジスタ89のコレ
クタおよびトランジスタ90のコレクタにそれぞれ接続す
る。抵抗87と88の値は等しく、R₁である。この時、抵抗
87,88に流れる電流値は等しく、これをI₁とする。また
容量84と85の容量値を2C₁とすれば、この回路の発振周
期Ｔは、 発振周波数ｆは と表わされる。また周波数制御端子82に加えられた電圧
をＥとすれば、 なおV_BEはトランジスタ89と90のベース−エミッタ間電
圧である。

式（９），（10）より 式（11）より第７図の発振器の発振周波数ｆはC₁ R₁積
に逆比例することがわかる。

ところで発振周波数感度∂f/∂Ｅは となる。

上記のエミッタ結合形マルチバイブレータをVCO73とVCO
75のそれぞれに使用する事で発振中心周波数を調整する
必要がなくなる。しかし、先に述べたように、発振周波
数感度が自由に選択出来ないという問題点は、依然残
る。本発明は、要するにこの問題点を解決したものと云
うことができる。

以上で、本発明において用いる無調整システムが理解で
きたと思われるので、以下、本発明の実施例を説明す
る。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。これま
で説明した所と同じ機能を有する部分には同一番号を付
してある。すなわち、第６図に示した自己補正信号発生
ブロック74を構成する要素回路としてのVCO73（他の要
素回路は図示せず），これに制御されるVCO75,P.C18,外
付けフイルタ用のICピン43、基準電位発生回路91から成
るものとして本発明の一実施例を示してある。

基準電位発生回路91の中で、抵抗94は抵抗値R₆、抵抗95
は抵抗値R₇である。電源電圧をV_CC,トランジスタ96と97
のベースとエミッタ間電圧をV_BEとすれば、基準電位E_o
は下記のようになる。

またVCO73とVCO75は、抵抗121と抵抗122の抵抗値R₀と抵
抗107と抵抗108の抵抗値R₁と抵抗109と抵抗110の抵抗値
R₂が異なるのみで他の回路構成素子は、同一形式かつ同
一値とする。

第９図は、便宜上、第１図におけるVCO75を特に取り出
し拡大して示した回路図である。

第９図に示したVCOは従来例として第７図に示したエミ
ッタ結合型のマルチバイブレータから成るVCOと基本的
には同様の動作を行なう。しかし、回路の工夫により、
発振中心周波数f_Cと発振周波数感度∂f/∂Ｅが自由に選
べるようにした点が従来と異なっている。

以下に動作を説明する。電源電圧をV_CC、トランジスタ1
00のエミッタ電位をV₁、トランジスタ101のエミッタ電
位およびトランジスタ102のエミッタ電位をV₂、可変容
量ダイオード111と112の容量値をＣ、トランジスタ103
のコレクタ電流およびトランジスタ104のコレクタ電流
をI₁、トランジスタ105のコレクタ電流およびトランジ
スタ106のコレクタ電流をI₂、発振周波数をＦとする
と、次式が成立する。

また抵抗107および抵抗108の抵抗値をR₁、抵抗109およ
び抵抗110の抵抗値をR₂、抵抗113の抵抗値をR₃、抵抗11
4の抵抗値をR₄、抵抗115の抵抗値をR₅、端子116の印加
電圧はE₀〔＝｛R₇/（R₆＋R₇）｝V_CC＋V_BE〕であり、端
子117の印加電圧はE₀±ΔＥであるから次式が得られ
る。ただし、ここでは発振周波数Ｆの導出を目的として
いるので、端子117の印加電圧もその中心値E₀に等しい
という条件で考えて支障は無い。

I₁＝k₀ V_CC/R₁ ……（15） I₂＝k₀ V_CC/R₂ ……（16） V₁＝k₁ V_CC−V_BE ……（17） V₂＝k₂ V_CC−V_BE ……（18） なお k₀＝R₇/（R₆＋R₇） ……（20） k₁＝（R₄＋R₅）／（R₃＋R₄＋R₅） …（21） k₂＝R₅/（R₃＋R₄＋R₅） ……（22） 式（19），（20），（21），（22）より判るように、発
振周波数Ｆは、抵抗比k₀,k₁,k₂と容量および抵抗の積CR
（Ｒ＝R₁//R₂）により定まる。

他方、VCO73の発振周波数ｆは、抵抗121と122の抵抗値
をR₀とした場合、上記と同様の解析により次式となる。

よって、前述の自己補正システムによって、VCO73の発
振周波数ｆは基準周波数f₀と等しくなり、その時、VCO7
5の発振周波数Ｆは1/R₀と の比で決まる。ここで容量値をVCO73ではＣ、VCO75では
Ｃ′と異なった値をし、R₀ Cと の比によって発振周波数を決める事も可能である。

その場合には、以下に述べる問題が生じる。IC化された
可変容量ダイオードの構造を第10図に示す。基本的構成
については、良く知られているのでここでは説明しない
が、pn接合ダイオードC_j,C_j′,C_sが形成されるため、第
11図に示す等価回路となる。C_sは端子Ａとアースされた
基板との間に生じる寄生容量である。この値は、C_j,
C_j′と必ずしも対応がとれず、可変容量ダイオードを設
計する場合に、その値の見積りは非常に困難である。

第９図においては、この寄生容量は111a,112aで示さ
れ、容量111と112の容量値を見かけ上、変化させる。以
上の事から、VCO73とVCO75で使用する容量値を同じにす
る事で、VCO73の寄生容量による影響とVCO75の寄生容量
による影響を打消す事が可能となるため、VCO73とVCO75
の容量値は等しい方が望ましい。

次に周波数変換感度（∂F/∂Ｅ）について述べる。第１
図のICピン43では、P.C18により検波された信号を外付
け抵抗44と容量45により構成されたフイルタにより高周
波成分を除去する。この信号ΔＥは、抵抗46を介して、
基準電位発生回路91に接続しているため、トランジスタ
106,105の各ベース電位Ｅは Ｅ＝E₀±ΔＥ ……（24） と表わされる。

したがって、第９図の端子117に式（24）で示される電
圧が印加されるため、（∂F/∂Ｅ）は次式となる。

∂F/∂Ｅ＝±1/｛2CR₂（k₁−k₂）V_CC｝ ……（25） 式（25）より判るように、発振周波数感度（∂F/∂Ｅ）
は、抵抗比k₀,k₁,k₂と容量および抵抗の積CR₂により定
まる。このCR₂のばらつきは、前述の自己補正システム
を使用する事で、補正可能である。

以上述べたように、本発明では、抵抗値R₁とR₂を適当に
選ぶことで、発振周波数F,発振周波数感度（∂F/∂Ｅ）
を別々に自由に選べる。具体的に述べると、始めに発振
周波数感度（∂F/∂Ｅ）が好適になるように抵抗値R₂を
決定し、次に発振周波数Ｆが好適になるように抵抗値R₁
を決定すれば、（∂F/∂Ｅ）とＦの両者の値を各々自由
に選択できる。

次に第12図に本発明の別の実施例を示す。第12図に示し
た実施例が第１図に示したそれと異なる点はブロック99
が追加されている点である。ブロック99は基準電位発生
回路とスイッチ回路より構成される。ブロック99を拡大
して示した第13図において抵抗124は抵抗値R₆,抵抗125
は抵抗値R₇,電源電圧をV_CC,トランジスタ126と127のベ
ースとエミッタ間電圧をV_BEとすれば、基準電位E₀は前
記（13）式と同じように表わされる。

第13図において、トランジスタ135は端子136に電圧（0.
7V以上）を印加すると、ON状態になり、電圧を印加しな
い場合はOFF状態である。トランジスタ131と132のベー
ス点v_Sの電位はトランジスタ135のON,OFFにより変化す
る。抵抗133の抵抗値R₈,抵抗134の抵抗値R₉とすると、
端子136に電圧を印加した場合、v_Sの電位をV₃とすると V₃＝V_CC・R₉/（R₈＋R₉） ここで （E₀−V₃）＜0.7 であれば、トランジスタ131と132はOFF状態である。し
たがって基準電圧E₀は抵抗46に印加されない。

次に端子136に電圧を印加しない場合のv_Sの電位をV₄と
すると V₄＝E₀＋0.7 よって、トランジスタ131と132のベースには、次式の電
流i_Bが流れる。

i_B＝（V_CC−V₄）/2・R₈ i_Bはトランジスタ126と127に流れ込むため、E₀は変化
し、E₀′となる。したがって、トランジスタ135のON,OF
Fに応じて、基準電圧が、E₀とE₀′に変化する。

したがって、この基準電圧をVCO73とVCO75の定電源バイ
アスライン100にすると、トランジスタ135のON,OFFに応
じて、VCO75とVCO100の発振周波数が変動する。もちろ
ん自己補正回路により、VCO75とVCO100の発振周波数が
所望値に収束するが、過度時には発振周波数が変動する
事があり、好ましくない。

そこで第12図に示すように、定電流バイアスライン100
を基準電位発生回路91より供給し、抵抗46のみ基準電位
発生回路99より供給する。

なお本発明では、自己補正信号発生ブロックの基準発振
器70として、記録時にはバースト信号に同期したVCO17
の出力信号を使用し、再生時には水晶発振器36の出力信
号を使用している。

また第13図において、端子136にはバーストゲートパル
スを反転させた信号を供給し、バーストゲートパルス期
間のみ抵抗46に基準電圧が供給されるように動作させて
いる。

以上の説明はVTRで使用するVCOについて述べたが、本発
明は、VTRに限る事なく、一般的なVCOすべてに利用出来
る技術である事は言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上、本発明によれば、発振中心周波数と周波数変換利
得をそれぞれ独立に最適値に選べると同時に、それぞれ
の無調整化が可能となり、VCOの低コスト化に大きく寄
与出来る。

〔付録〕 上記式（８），（14）〜（19）、及び（25）の導出過程
を以下に明らかにしておく。

式（８）の導出 第８図の波形（Ａ）において、Δｔ期間は、タイミング
容量Ctと放電電流Ｉにより、ΔＶの電圧降下が発生する
時間に相当し、 ΔＶ＝（Ｉ・Δｔ）/Ct … と表現される。これを第７図の回路にあてはめると、タ
イミング容量Ctは容量84と85の直列容量に相当し、各々
2C₁なので、 Ct＝C₁…となる。放電電流Ｉ＝I₁…となる。

また、V_aとV_bの波形は、交互に繰返されるので、Δｔは
発振周期Ｔの1/2に相当する。

すなわち、Δｔ＝T/2 … 上記式，，をに代入して、 ΔＶ＝｛I₁・（T/2）｝/C₁ … ここで第８図より、 ΔＶ＝（2V_CC−V_A−2V_BE）−（V_A−2V_BE） ＝２（V_CC−V_A） … 式をに代入して （I₁/C₁）×（T/2）＝２（V_CC−V_A） …式（８） 式（14）の導出 第９図では、タイミング容量C_tは容量111と112の直列容
量に相当し、各々Ｃなので、 C_t＝C/2…となる。

放電電流Ｉは、I₁とI₂の和電流なので、 Ｉ＝I₁＋I₂…となる。

また発振振幅ΔＶは、V₁−V₂の２倍に相当し、 ΔＶ＝２（V₁−V₂）…となる。

，，，をに代入して、 ２（V₁−V₂）＝｛（I₁＋I₂）・T/2｝／（C/2） ∴（C/2）・２（V₁−V₂）＝（I₁＋I₂）・（T/2） 発振周波数Ｆ＝1/Tなので、 （C/2）・２（V₁−V₂）＝（I₁＋I₂）・｛1/（2F）｝ …
式（14） 式（15）〜（16）の導出 式（13）より、 E₀−V_BE＝｛R₇/（R₆＋R₇）｝V_CC 式（20）にて k₀＝R₇/（R₆＋R₇）と定義すれば、 E₀−V_BE＝k₀V_CC…となる。

第９図において、トランジスタ104のエミッタ電流I
_E1は、 I_E1＝（E₀−V_BE）/R₁＝（k₀V_CC）/R₁ ベース電流I_B1はI_E1に比べて十分に小さいので、近似に
より、 I_E1＝I₁＋I_B1≒I₁ よって、 I₁＝（k₀V_CC）/R₁ …式（15） トランジスタ106について、同様に考えれば、 I₂＝（k₀V_CC）/R₂ …式（16） 式（17）〜（18）の導出 第９図にて、トランジスタ100のエミッタ電位V₁はV_CC電
位を抵抗113,114,115にて分圧して印加されたベース電
位から、さらにV_BE低下した電位なので、 V₁＝｛（R₄＋R₅）／（R₃＋R₄＋R₅）｝V_CC−V_BE 式（21）の如くk₁を定義すれば、 V₁＝k₁V_CC−V_BE …式（17） 同様に、トランジスタ101,102がON時のエミッタ電位V₂
は、 V₂＝｛R₅/（R₃＋R₄＋R₅）｝V_CC−V_BE 式（22）の如く、k₂を定義すれば、 V₂＝k₂V_CC−V_BE …式（18） 式（19）の導出 第９図回路の発振周波数Ｆは、式（14）より、 Ｆ＝（I₁＋I₂）／｛2C（V₁−V₂）｝ … に式（15），（16），（17），（18）を代入して、 Ｆ＝｛（k₀V_CC/R₁）＋（k₀V_CC/R₂｝ /2C｛（k₁V_CC−V_BE）−（k₂V_CC−V_BE）｝ ∴Ｆ＝〔k₀/｛２（k₁−k₂）Ｃ｝〕 ・〔（1/R₁）＋（1/R₂）〕 …式（19） 式（25）の導出 より Ｆ＝（I₁＋I₂）／｛2C（V₁−V₂）｝ … 式右辺にて、ΔＥにより変動する成分はI₂のみ よって、 ∂F/∂Ｅ＝ 〔1/｛2C（V₁−V₂）｝〕・（∂I₂/∂Ｅ） … また、ΔＥを考慮したとき、 I₂＝（E₀±ΔＥ−ΔV_BE）/R₂ ∴ ∂I₂/∂Ｅ＝±1/R₂ … をに代入して、 ∴ ∂F/∂Ｅ＝±1/｛2CR₂（V₁−V₂）｝ … 式（17）（18）をに代入して、 ∂F/∂Ｅ＝±1/｛2CR₂（k₁−k₂）V_CC｝ …（25）

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は普通
のVTRの記録信号処理回路を示すブロック図、第３図は
普通のVTRの再生信号処理回路を示すブロック図、第４
図は従来のVCOの一例を示す回路図、第５図は第４図の
回路動作を説明するタイミング図、第６図は本発明にお
いて用いる無調整システムのブロック図、第７図は第６
図におけるVCOの具体的回路例を示す回路図、第８図は
第７図に示すVCOの動作を説明するタイミング図、第９
図は第１図におけるVCO75を便宜上、取出して拡大して
示した回路図、第10図は本発明において用いる可変容量
ダイオードの構造を示す断面図、第11図は第10図に示し
た可変容量ダイオードの等価回路図、第12図は本発明の
別の実施例を示す回路図、第13図は第12図における要部
を拡大して示した回路図、である。 符号説明 73,75……電圧制御発振器、91……基準電位発生回路、1
8……位相比較回路

フロントページの続き (72)発明者 福島 勇夫 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 茂呂 栄治 茨城県勝田市大字稲田1410番地 株式会社 日立製作所東海工場内 (72)発明者 金成 重明 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 日 立ビデオエンジニアリング株式会社内 (56)参考文献 特開 昭57−181232（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−85624（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の集積化抵抗の抵抗値r₁と第１の集積
   化容量の容量値C₁の積r₁・C₁により発振周波数が決ま
   り、かつ第１の集積化容量を可変容量ダイオードにて構
   成してなる第１の電圧制御発振器（73）と、前記第１の
   電圧制御発振器の出力信号と基準信号発生器の出力信号
   との間の位相差を検波する検波器と、検波された前記位
   相差信号を入力され低減ろ波し補正信号（76）として、
   即ち前記第１の電圧制御発振器を構成する可変容量ダイ
   オードの容量値を変化させる制御電圧として、該第１の
   電圧制御発振器に供給しその発振周波数を前記基準信号
   発生器のそれに一致させる低域通過フィルタと、から成
   るフェース・ロックド・ループ回路があり、 前記第１の電圧制御発振器のそれと同一のチップ内で前
   記第１の集積化抵抗と比精度よく構成した第２の集積化
   抵抗の抵抗値r₂と前記第１の集積化容量と比精度よく構
   成した可変容量ダイオードから成る第２の集積化容量値
   C₂の積r₂・C₂により発振周波数が決まる第２の電圧制御
   発振器（75）であって、 前記フェース・ロックド・ループ回路における低域通過
   フィルタからの前記補正信号を、該第２の電圧制御発振
   器を構成する可変容量ダイオードの容量値を変化させる
   制御電圧として、分与されてその発振周波数を自動的に
   補正される無調整化された前記第２の電圧制御発振器
   （以下、無調整化電圧制御発振器という）（75）におい
   て、 前記第１の電圧制御発振器が、互いのコレクタ反転出力
   を相手のベース入力とする一対のトランジスタからなる
   第１のトランジスタ対と、該第１のトランジスタ対の各
   エミッタに接続された一対の定電流回路からなる第１の
   定電流回路対と、前記第１の集積化容量の対と、を含む
   のに対し、 前記無調整化電圧制御発振器を、前記第１のトランジス
   タ対と比精度よく構成した第２のトランジスタ対と、前
   記第１の集積化容量の対と比精度よく構成した第２の集
   積化容量の対と、前記第１の定電流回路対とそれぞれ比
   精度よく構成した第２の定電流回路対及び第３の定電流
   回路対を含む如く構成し、 前記第１および第２の各定電流回路対を構成する各トラ
   ンジスタのベース電位を共通化して第１のベース電位
   （E₀,98）を印加して、該第１および第２の定電流回路
   対の相互コンダクタンスを可変調整することにより、そ
   の発振周波数を設定し、前記第３の定電流回路対を構成
   する各トランジスタのベース電位を共通化し、前記第１
   のベース電位を中心に変化する第２のベース電位（E₀±
   ΔＥ）を印加して該第３の定電流回路対の相互コンダク
   タンスを可変調整することにより、その発振周波数及び
   発振周波数制御感度を設定可能にしたことを特徴とする
   無調整化電圧制御発振器。