JPH0775471B2 - インバータ装置 - Google Patents
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- JPH0775471B2 JPH0775471B2 JP62028353A JP2835387A JPH0775471B2 JP H0775471 B2 JPH0775471 B2 JP H0775471B2 JP 62028353 A JP62028353 A JP 62028353A JP 2835387 A JP2835387 A JP 2835387A JP H0775471 B2 JPH0775471 B2 JP H0775471B2
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- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は直流電圧を交流電圧に変換するインバータ装
置に関するものである。
置に関するものである。
第７図は例えば文献名、カンファランス・レコード・オ
ブ・ザ1986 IEEEインダストゥリ・アプリケーション・
ソサィエティ・アニュアル・ミーテング・パート1,513
ページに記載の「チャージャーレス・UPSユージング・
マルチーファンクションBIMOS・インバータ,FIG.1」に
示された従来の電圧形インバータを示す構成図であり、
図において１は蓄電池等の直流電源、２は前記直流電源
１に並列に接続されたコンデンサ、3a,3b,3c,3dはイン
バータ回路の各アームを構成するNPN形トランジスタで
それぞれダイオードが並列に接続されている。４は上記
インバータ回路の交流側に接続された変圧器、５は前記
変圧器４の二次側に接続されたリアクトル、６はコンデ
ンサで直流電源１を除く前記諸回路要素でインバータの
主回路を構成し、出力端子16a,16bよりインバータの出
力を供給する。
ブ・ザ1986 IEEEインダストゥリ・アプリケーション・
ソサィエティ・アニュアル・ミーテング・パート1,513
ページに記載の「チャージャーレス・UPSユージング・
マルチーファンクションBIMOS・インバータ,FIG.1」に
示された従来の電圧形インバータを示す構成図であり、
図において１は蓄電池等の直流電源、２は前記直流電源
１に並列に接続されたコンデンサ、3a,3b,3c,3dはイン
バータ回路の各アームを構成するNPN形トランジスタで
それぞれダイオードが並列に接続されている。４は上記
インバータ回路の交流側に接続された変圧器、５は前記
変圧器４の二次側に接続されたリアクトル、６はコンデ
ンサで直流電源１を除く前記諸回路要素でインバータの
主回路を構成し、出力端子16a,16bよりインバータの出
力を供給する。
また、７〜15はインバータの制御回路で、７は分圧抵抗
器等の電圧検出器、８はインバータの出力周波数を決定
する発振器、９はインバータの出力電圧値を決定する、
外部から与えられる電圧指令値、10は上記発振器８及び
電圧指令値９とからインバータの出力電圧の基準となる
正弦波を発生する正弦波発生器、11は上記電圧検出器７
の出力の極性を反転した信号と上記正弦波発生器10の出
力信号とを加算する加算器、12は前記加算器11の出力側
に接続された誤差増幅器、13はインバータのスイッチン
グ周波数を決定する三角波（キャリア）発振器、14は上
記誤差増幅器12の出力信号と上記三角波発振器13の出力
とを比較しトランジスタのオン，オフ信号を作成する比
較器、15は上記比較器14の出力信号によってトランジス
タ3a〜3dを駆動するトランジスタ駆動回路である。
器等の電圧検出器、８はインバータの出力周波数を決定
する発振器、９はインバータの出力電圧値を決定する、
外部から与えられる電圧指令値、10は上記発振器８及び
電圧指令値９とからインバータの出力電圧の基準となる
正弦波を発生する正弦波発生器、11は上記電圧検出器７
の出力の極性を反転した信号と上記正弦波発生器10の出
力信号とを加算する加算器、12は前記加算器11の出力側
に接続された誤差増幅器、13はインバータのスイッチン
グ周波数を決定する三角波（キャリア）発振器、14は上
記誤差増幅器12の出力信号と上記三角波発振器13の出力
とを比較しトランジスタのオン，オフ信号を作成する比
較器、15は上記比較器14の出力信号によってトランジス
タ3a〜3dを駆動するトランジスタ駆動回路である。
次に動作について説明する。まず、トランジスタ3a〜3d
はいわゆる単相ブリッジインバータの各アームを構成し
ており、直流電源１の直流電圧を交流電圧に変換する。
いま、トランジスタ3aのエミッタ及びトランジスタ3bの
コレクタとが接続されている交流端子をU,トランジスタ
3cのエミッタ及びトランジスタ3dのコレクタとが接続さ
れている交流端子をＶとすると、トランジスタ3aのアー
ムとトランジスタ3dの各アームは同時にオンされ、その
間トランジスタ3bのアームとトランジスタ3cのアームは
オフされる。このとき端子Ｕには正電位が、また端子Ｖ
には負電位が印加される。逆にトランジスタ3bとトラン
ジスタ3cのアームがオンされ、トランジスタ3aと3dのア
ームがオフされている時端子Ｕには負電位が印加し、端
子Ｖには正電位が印加される。
はいわゆる単相ブリッジインバータの各アームを構成し
ており、直流電源１の直流電圧を交流電圧に変換する。
いま、トランジスタ3aのエミッタ及びトランジスタ3bの
コレクタとが接続されている交流端子をU,トランジスタ
3cのエミッタ及びトランジスタ3dのコレクタとが接続さ
れている交流端子をＶとすると、トランジスタ3aのアー
ムとトランジスタ3dの各アームは同時にオンされ、その
間トランジスタ3bのアームとトランジスタ3cのアームは
オフされる。このとき端子Ｕには正電位が、また端子Ｖ
には負電位が印加される。逆にトランジスタ3bとトラン
ジスタ3cのアームがオンされ、トランジスタ3aと3dのア
ームがオフされている時端子Ｕには負電位が印加し、端
子Ｖには正電位が印加される。
上記アームの開閉をインバータの出力交流周波数（例え
ば商用周波数）よりも数倍以上高い周波数で行ない、し
かも各アームの導通期間を適切に制御することにより所
定のインバータ出力電圧を得ることができる。この種の
インバータを一般にパルス幅変調（PWM）インバータと
呼んでいる。コンデンサ２は直流回路に流れる高調波リ
ップル電流を除去するフィルタ、又はリアクトル５とコ
ンデンサ６は交流出力電圧に含有する高調波リップル電
圧を除去するフィルタである。又、トランジスタ3a〜3d
には回生電流が交流側から直流側に流れる時に導通する
ダイオードが各々トランジスタの導通方向に対して逆方
向に並列に接続されている。インバータの出力電圧は変
圧器４により図示していない各種負荷に対して適切な電
圧に変圧される。
ば商用周波数）よりも数倍以上高い周波数で行ない、し
かも各アームの導通期間を適切に制御することにより所
定のインバータ出力電圧を得ることができる。この種の
インバータを一般にパルス幅変調（PWM）インバータと
呼んでいる。コンデンサ２は直流回路に流れる高調波リ
ップル電流を除去するフィルタ、又はリアクトル５とコ
ンデンサ６は交流出力電圧に含有する高調波リップル電
圧を除去するフィルタである。又、トランジスタ3a〜3d
には回生電流が交流側から直流側に流れる時に導通する
ダイオードが各々トランジスタの導通方向に対して逆方
向に並列に接続されている。インバータの出力電圧は変
圧器４により図示していない各種負荷に対して適切な電
圧に変圧される。
一方、第７図の制御回路は三角波比較方式のPWM制御回
路を構成しており、インバータの出力交流電圧は発振器
８により周波数が、外部からの電圧指令値９により電圧
の大きさが決定されるように制御されている。正弦波発
生器10は上記発振器８により周波数が定まり上記電圧指
令値９により大きさが定まる正弦波信号を発生する。一
方電圧検出器７は分圧抵抗でインバータの出力電圧を制
御回路に与える際適切な電圧レベルに分圧して出力電圧
信号を作成する。加算器11では上記正弦波信号から上記
出力電圧信号を減じて誤差信号を作成する。誤差増幅器
12は上記誤差信号を適切な伝達関数により増幅して電圧
基準信号にする。
路を構成しており、インバータの出力交流電圧は発振器
８により周波数が、外部からの電圧指令値９により電圧
の大きさが決定されるように制御されている。正弦波発
生器10は上記発振器８により周波数が定まり上記電圧指
令値９により大きさが定まる正弦波信号を発生する。一
方電圧検出器７は分圧抵抗でインバータの出力電圧を制
御回路に与える際適切な電圧レベルに分圧して出力電圧
信号を作成する。加算器11では上記正弦波信号から上記
出力電圧信号を減じて誤差信号を作成する。誤差増幅器
12は上記誤差信号を適切な伝達関数により増幅して電圧
基準信号にする。
三角波発振器13はトランジスタのスイッチング周波数及
びスイッチング時点を定める基準三角波電圧信号を発振
する。比較器14は上記電圧基準信号と上記基準三角波信
号との大小を比較し、更に直列アーム（トランジスタ3a
と3b,3cと3d）が同時に導通しないよう短絡防止期間を
有するように修正してスイッチング指令信号を作成す
る。トランジスタ駆動回路15は上記スイッチング指令信
号をホトカプラ等で絶縁し、更にトランジスタをオンオ
フできる大きさの電流にまで増幅して各トランジスタに
ベース電流として供給する。
びスイッチング時点を定める基準三角波電圧信号を発振
する。比較器14は上記電圧基準信号と上記基準三角波信
号との大小を比較し、更に直列アーム（トランジスタ3a
と3b,3cと3d）が同時に導通しないよう短絡防止期間を
有するように修正してスイッチング指令信号を作成す
る。トランジスタ駆動回路15は上記スイッチング指令信
号をホトカプラ等で絶縁し、更にトランジスタをオンオ
フできる大きさの電流にまで増幅して各トランジスタに
ベース電流として供給する。
以上のような構成によりこのインバータは直流電源１の
直流電圧を電圧指令値９と発振器８の周波数とで制御さ
れた交流電圧に変換して出力端子16a,16bに出力する。
直流電圧を電圧指令値９と発振器８の周波数とで制御さ
れた交流電圧に変換して出力端子16a,16bに出力する。
従来のインバータ装置は以上のように構成されているの
で、インバータ回路の各アームの電圧降下のばらつきや
トランジスタの導通期間のばらつき等により、出力交流
電圧の中に直流成分が含まれる。例えばトランジスタ3a
及び3dの電圧降下（トランジスタ導通時のコレクターエ
ミッタ電圧）の和がトランジスタ3b及び3cの電圧降下の
和よりも小さければ、それぞれのアームの導通期間が対
称的に等しくてもインバータの出力交流電圧には正極性
の直流電圧が含有される。一方、トランジスタ駆動回路
15の特性差等によりトランジスタ3a及び3dの導通期間が
トランジスタ3b及び3cの導通期間よりも長ければ、同様
に出力交流電圧に正極性の直流電圧が重畳される。
で、インバータ回路の各アームの電圧降下のばらつきや
トランジスタの導通期間のばらつき等により、出力交流
電圧の中に直流成分が含まれる。例えばトランジスタ3a
及び3dの電圧降下（トランジスタ導通時のコレクターエ
ミッタ電圧）の和がトランジスタ3b及び3cの電圧降下の
和よりも小さければ、それぞれのアームの導通期間が対
称的に等しくてもインバータの出力交流電圧には正極性
の直流電圧が含有される。一方、トランジスタ駆動回路
15の特性差等によりトランジスタ3a及び3dの導通期間が
トランジスタ3b及び3cの導通期間よりも長ければ、同様
に出力交流電圧に正極性の直流電圧が重畳される。
そして、これらの直流分はインバータの主回路の出力に
接続される負荷の変圧器を直流偏磁させ過大な電流を流
すことになり、かつこれらの直流分はトランジスタ自体
の特性あるいはトランジスタ駆動回路等の特性のばらつ
きに起因するので、インバータ出力電圧の大きさを変え
たり、トランジスタを交換すると変化したりする為に制
御回路の調整のみで小さくすることは困難である等の問
題点があった。また、従来のインバータの主回路では出
力端子16a,16b間には直流分を出さないように接続する
変圧器４として鉄心にギャップを設け、その励磁電流が
インバータ出力電圧の中の直流電圧によって流れる電流
よりも大きくなるような特殊なリーケージ変圧器を使用
する必要があり、通常の特性の比較的安価な変圧器を使
用する必要があり、通常の特性の比較的安価な変圧器を
使用したり、たとえ電圧を変成する必要がなくとも変圧
器を使用しないで装置を構成したりすることが不可能で
ある等の問題点があった。
接続される負荷の変圧器を直流偏磁させ過大な電流を流
すことになり、かつこれらの直流分はトランジスタ自体
の特性あるいはトランジスタ駆動回路等の特性のばらつ
きに起因するので、インバータ出力電圧の大きさを変え
たり、トランジスタを交換すると変化したりする為に制
御回路の調整のみで小さくすることは困難である等の問
題点があった。また、従来のインバータの主回路では出
力端子16a,16b間には直流分を出さないように接続する
変圧器４として鉄心にギャップを設け、その励磁電流が
インバータ出力電圧の中の直流電圧によって流れる電流
よりも大きくなるような特殊なリーケージ変圧器を使用
する必要があり、通常の特性の比較的安価な変圧器を使
用する必要があり、通常の特性の比較的安価な変圧器を
使用したり、たとえ電圧を変成する必要がなくとも変圧
器を使用しないで装置を構成したりすることが不可能で
ある等の問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、インバータ出力電圧中の直流成分を検出し、
これを小さくするよう自動的に補正するインバータ装置
を得ることを目的とする。
たもので、インバータ出力電圧中の直流成分を検出し、
これを小さくするよう自動的に補正するインバータ装置
を得ることを目的とする。
この発明に係るインバータ装置は、インバータの主回路
の出力端に並列に可飽和リアクトルを接続し、その可飽
和リアクトルによって電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段によって検出されたリアクトルの電流
極性をホトカプラによって自動的に判別する極性判別手
段とから構成したものである。
の出力端に並列に可飽和リアクトルを接続し、その可飽
和リアクトルによって電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段によって検出されたリアクトルの電流
極性をホトカプラによって自動的に判別する極性判別手
段とから構成したものである。
この発明におけるインバータ装置の可飽和リアクトル
は、通常印加されている交流電圧では磁気飽和せず、従
ってほとんどリアクトルに電流を流さないか、又は両極
性に対称に飽和しているが、交流電圧に直流電圧が重畳
されて印加されると、その直流分の正極性側で磁気飽和
して電流を流し直流分補正を行う。
は、通常印加されている交流電圧では磁気飽和せず、従
ってほとんどリアクトルに電流を流さないか、又は両極
性に対称に飽和しているが、交流電圧に直流電圧が重畳
されて印加されると、その直流分の正極性側で磁気飽和
して電流を流し直流分補正を行う。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図
中、第７図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、20は一端がインバータ出力の片端Ａに
接続された可飽和リアクトル、21は前記可飽和リアクト
ル20の他端とインバータ出力の他の一端Ｂに接続された
抵抗器、22及び23は互いに入力側発光ダイオードの極性
が反対になるように逆並列接続され、かつ抵抗器21に並
列接続されたホトカプラで、その出力側はホトカプラ22
のトランジスタのエミッタとホトカプラ23のトランジス
タのコレクタとが接続されている。24は電源の正極側と
ホトカプラ22のトランジスタのコレクタとの間に接続さ
れR1なる抵抗値をもつ抵抗器、25は電源の負極側とホト
カプラ23のトランジスタのエミッタとの間に接続され同
じくR1なる抵抗値をもつ抵抗器、26,27はそれぞれR2な
る抵抗値をもちホトカプラ22及び23の各々のトランジス
タのコレクタとエミッタとの間に接続されている抵抗
器、28は演算増幅器、29は演算増幅器の入力抵抗器、
（抵抗値Ri）、30は帰還コンデンサ（キャパシタンスC
f）である。
中、第７図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、20は一端がインバータ出力の片端Ａに
接続された可飽和リアクトル、21は前記可飽和リアクト
ル20の他端とインバータ出力の他の一端Ｂに接続された
抵抗器、22及び23は互いに入力側発光ダイオードの極性
が反対になるように逆並列接続され、かつ抵抗器21に並
列接続されたホトカプラで、その出力側はホトカプラ22
のトランジスタのエミッタとホトカプラ23のトランジス
タのコレクタとが接続されている。24は電源の正極側と
ホトカプラ22のトランジスタのコレクタとの間に接続さ
れR1なる抵抗値をもつ抵抗器、25は電源の負極側とホト
カプラ23のトランジスタのエミッタとの間に接続され同
じくR1なる抵抗値をもつ抵抗器、26,27はそれぞれR2な
る抵抗値をもちホトカプラ22及び23の各々のトランジス
タのコレクタとエミッタとの間に接続されている抵抗
器、28は演算増幅器、29は演算増幅器の入力抵抗器、
（抵抗値Ri）、30は帰還コンデンサ（キャパシタンスC
f）である。
次に動作について説明する。まず、可飽和リアクトル20
は第２図のＢ−Ｈ（超磁力−磁束密度）特性曲線に示す
ような特性を有しており、鉄心固有の飽和磁束密度より
も小さな磁束を生ずる例えば、第２図（ａ）のような交
流電圧が印加された場合には第３図（ａ）のような励磁
電流が流れるだけで磁束密度Ｈは飽和しない。
は第２図のＢ−Ｈ（超磁力−磁束密度）特性曲線に示す
ような特性を有しており、鉄心固有の飽和磁束密度より
も小さな磁束を生ずる例えば、第２図（ａ）のような交
流電圧が印加された場合には第３図（ａ）のような励磁
電流が流れるだけで磁束密度Ｈは飽和しない。
抵抗器21の抵抗値Rsは、上記励磁電流の波高値Iex及び
ホトカプラ22,23の順電圧降下に相当するしきい値電圧V
Fとから（１）式によって選定される。
ホトカプラ22,23の順電圧降下に相当するしきい値電圧V
Fとから（１）式によって選定される。
即ち、可飽和リアクトル20の励磁電流は抵抗器21により
バイパスされるので電流が励磁電流の波高値Iexよりも
小さい時にはホトカプラ22,23は点灯（オン）されな
い。
バイパスされるので電流が励磁電流の波高値Iexよりも
小さい時にはホトカプラ22,23は点灯（オン）されな
い。
この状態でホトカプラ22のトランジスタのエミッタ（以
後ｃ点と呼ぶ）即ち演算増幅器28の入力抵抗器29に印加
される電圧Viは、正極側及び負極側の電源電圧をそれぞ
れVP，VNとすると（２）式で表わされる。
後ｃ点と呼ぶ）即ち演算増幅器28の入力抵抗器29に印加
される電圧Viは、正極側及び負極側の電源電圧をそれぞ
れVP，VNとすると（２）式で表わされる。
ここで正負両極側の電源電圧VN，VPをVN＝−VPとすれば Vi＝０ ……（３） 即ち、演算増幅器28の入力電圧は無く、従って出力電圧
も零である。
も零である。
ここでインバータの出力電圧、即ち可飽和リアクトル20
に印加される交流電圧が正負対称のままで飽和レベルよ
りも大きくなったとすると、第２図（ｂ）に示したよう
な特性曲線で磁束密度の最大値付近でリアクトルが飽和
し、第３図（ｂ）に示すような電流が流れる。尚、ホト
カプラ22,23によってインバータの主回路と制御回路と
の電気的絶縁、雑音の除去が達成される。以下第４図を
参照して上記動作を更に詳細に説明する。
に印加される交流電圧が正負対称のままで飽和レベルよ
りも大きくなったとすると、第２図（ｂ）に示したよう
な特性曲線で磁束密度の最大値付近でリアクトルが飽和
し、第３図（ｂ）に示すような電流が流れる。尚、ホト
カプラ22,23によってインバータの主回路と制御回路と
の電気的絶縁、雑音の除去が達成される。以下第４図を
参照して上記動作を更に詳細に説明する。
インバータ出力電圧が第４図（ａ）に示すような正弦波
交流電圧ｖ（ｔ）である時、リアクトルの巻回数をｎ、
鉄心断面積をＳ、磁束をφとすると磁束密度Φは 磁束密度の最大値がリアクトル鉄心の飽和磁束密度に近
づくと、第４図（ｃ）に示すように急激に大きなリアク
トル電流が流れる。このリアクトル電流が抵抗器21の抵
抗値Rsとホトカプラの順電圧降下とによって定まるしき
い値Iexよりも大きな時にはホトカプラ22又は23の内、
対応する極性のホトカプラが点灯する。第４図（ｄ），
（ｅ）ではリアクトル電流が正の場合ホトカプラ22が負
の場合ホトカプラ23がそれぞれ点灯している。
交流電圧ｖ（ｔ）である時、リアクトルの巻回数をｎ、
鉄心断面積をＳ、磁束をφとすると磁束密度Φは 磁束密度の最大値がリアクトル鉄心の飽和磁束密度に近
づくと、第４図（ｃ）に示すように急激に大きなリアク
トル電流が流れる。このリアクトル電流が抵抗器21の抵
抗値Rsとホトカプラの順電圧降下とによって定まるしき
い値Iexよりも大きな時にはホトカプラ22又は23の内、
対応する極性のホトカプラが点灯する。第４図（ｄ），
（ｅ）ではリアクトル電流が正の場合ホトカプラ22が負
の場合ホトカプラ23がそれぞれ点灯している。
この時ホトカプラ22と23とが実質的に等しい特性を持っ
ていればｃ点の電圧はホトカプラ22又は23がオンの時に
は 又は となり、また、ホトカプラがオフの時には零になるので
結局第４図（ｆ）に示すような正負対称の電圧になる。
ていればｃ点の電圧はホトカプラ22又は23がオンの時に
は 又は となり、また、ホトカプラがオフの時には零になるので
結局第４図（ｆ）に示すような正負対称の電圧になる。
また、ｔ＝Ri×Cfで定まる演算増幅器の積分時定数を電
源電圧の周期よりも十分長くなる様に選定しておけば、
演算増幅器28の出力電圧は実質的に零である。
源電圧の周期よりも十分長くなる様に選定しておけば、
演算増幅器28の出力電圧は実質的に零である。
次に上記で説明したような理由でインバータ出力電圧に
直流分が含まれている場合を考える。第５図（ａ）に於
てインバータ出力電圧には図示したような正極性の直流
成分が重畳されているとする。リアクトルの磁束密度は
第５図（ｂ）に示した様に正極性にだけ飽和レベルに近
づき第５図（ｃ）に示した様に、片方向だけ大きなリア
クトル電流が流れる。この場合ホトカプラ22だけが点灯
（オン）することになり、ｃ点の電圧は第５図（ｆ）に
示すような正極性のパルス状の電圧波形になるので、演
算増幅器28の出力には反転された負極性の電圧が積分さ
れて出力される。
直流分が含まれている場合を考える。第５図（ａ）に於
てインバータ出力電圧には図示したような正極性の直流
成分が重畳されているとする。リアクトルの磁束密度は
第５図（ｂ）に示した様に正極性にだけ飽和レベルに近
づき第５図（ｃ）に示した様に、片方向だけ大きなリア
クトル電流が流れる。この場合ホトカプラ22だけが点灯
（オン）することになり、ｃ点の電圧は第５図（ｆ）に
示すような正極性のパルス状の電圧波形になるので、演
算増幅器28の出力には反転された負極性の電圧が積分さ
れて出力される。
この電圧は第１図の加算器11により正弦波信号に加算さ
れて比較器14の入力を負側にシフトさせるように作用す
るので、インバータの直流成分が補正されて減少する。
即ちこの回路は直流成分についてフィードバック制御系
を構成することになり、インバータの出力電圧の中の直
流成分は常に零になるように制御される。
れて比較器14の入力を負側にシフトさせるように作用す
るので、インバータの直流成分が補正されて減少する。
即ちこの回路は直流成分についてフィードバック制御系
を構成することになり、インバータの出力電圧の中の直
流成分は常に零になるように制御される。
また、第６図は他の実施例を示すもので、28aは差動入
力を持つ演算増幅器でその反転入力端子は第１図と同様
にホトカプラ22のエミッタ及びホトカプラ23のコレクタ
に接続されており、非反転入力端子は入力抵抗31（抵抗
値Ri）、分圧抵抗器32及び33（それぞれ抵抗値R3）を介
して電源VP及びVNに接続されている。この例ではホトカ
プラ22,23が開（オフ状態）のときは、演算増幅器28aの
差動入力端子はいずれも電源電圧VP，VNを抵抗で分圧し
た電位に接続されているので、たとえ電源電圧が正負不
一致になっても演算増幅器28aの出力には影響は現れ
ず、即ち電源電圧の変動に起因する誤検出を避けること
ができる。
力を持つ演算増幅器でその反転入力端子は第１図と同様
にホトカプラ22のエミッタ及びホトカプラ23のコレクタ
に接続されており、非反転入力端子は入力抵抗31（抵抗
値Ri）、分圧抵抗器32及び33（それぞれ抵抗値R3）を介
して電源VP及びVNに接続されている。この例ではホトカ
プラ22,23が開（オフ状態）のときは、演算増幅器28aの
差動入力端子はいずれも電源電圧VP，VNを抵抗で分圧し
た電位に接続されているので、たとえ電源電圧が正負不
一致になっても演算増幅器28aの出力には影響は現れ
ず、即ち電源電圧の変動に起因する誤検出を避けること
ができる。
以上のように、この発明によればインバータの出力電圧
に含まれる直流成分を可飽和リアクトルを用いて検出
し、その検出電流をインバータ回路に自動的にフィード
バックして直流分を補正するように回路を構成したの
で、インバータの出力変圧器が不要になって、通常の励
磁特性の変圧器が使用できるようになり、かつ主回路素
子を交換した場合や経時特性変化があった場合にもイン
バータ制御回路の再調整の不要であるという効果があ
る。
に含まれる直流成分を可飽和リアクトルを用いて検出
し、その検出電流をインバータ回路に自動的にフィード
バックして直流分を補正するように回路を構成したの
で、インバータの出力変圧器が不要になって、通常の励
磁特性の変圧器が使用できるようになり、かつ主回路素
子を交換した場合や経時特性変化があった場合にもイン
バータ制御回路の再調整の不要であるという効果があ
る。
第１図はこの発明の一実施例によるインバータ装置の構
成図、第２図は不飽和リアクトルの特性図、第３図、第
４図、第５図は第１図の要部の波形図、第６図はこの発
明の他の実施例を示す構成図、第７図は従来のインバー
タ装置の構成図である。 図において、１は直流電源、７は電圧検出回路、16a,16
bは出力端子、20は可飽和リアクトル、21は抵抗器、22,
23はホトカプラ、24,25は抵抗器、26,27は抵抗器、28は
演算増幅器、29,31は入力抵抗器、30は帰還コンデンサ
（キャパシタンスCf）、32,33は抵抗器である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
成図、第２図は不飽和リアクトルの特性図、第３図、第
４図、第５図は第１図の要部の波形図、第６図はこの発
明の他の実施例を示す構成図、第７図は従来のインバー
タ装置の構成図である。 図において、１は直流電源、７は電圧検出回路、16a,16
bは出力端子、20は可飽和リアクトル、21は抵抗器、22,
23はホトカプラ、24,25は抵抗器、26,27は抵抗器、28は
演算増幅器、29,31は入力抵抗器、30は帰還コンデンサ
（キャパシタンスCf）、32,33は抵抗器である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- 【請求項１】直流電圧をインバータ回路によって交流電
圧に変換するインバータ装置において、前記インバータ
回路の出力端子に並列に接続した可飽和リアクトルと、
前記可飽和リアクトルに流れる電流の正負両極性成分に
相当する電圧を出力する一対の極性成分検出手段と、前
記一対の極性成分検出手段の２つの出力電圧を加算し出
力する電圧加算手段と、前記電圧加算手段出力の時間平
均値を出力する電圧積分手段とを備え、前記電圧積分手
段の出力を前記インバータ回路の制御回路に直流分補正
信号として与えることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】極性成分検出手段としてホトカプラを用い
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のインバ
ータ装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62028353A JPH0775471B2 (ja) | 1987-02-12 | 1987-02-12 | インバータ装置 |
| KR1019870009593A KR900004349B1 (ko) | 1987-02-12 | 1987-08-31 | 인버터출력전압의 직류분 보정장치 |
| US07/108,126 US4803611A (en) | 1987-02-12 | 1987-10-14 | Apparatus for correcting DC component of output voltage in inverter |
| BR8705949A BR8705949A (pt) | 1987-02-12 | 1987-11-05 | Aparelho para corrigir o componente de c.c.da tensao de saida em um inversor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62028353A JPH0775471B2 (ja) | 1987-02-12 | 1987-02-12 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63198581A JPS63198581A (ja) | 1988-08-17 |
| JPH0775471B2 true JPH0775471B2 (ja) | 1995-08-09 |
Family
ID=12246241
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62028353A Expired - Fee Related JPH0775471B2 (ja) | 1987-02-12 | 1987-02-12 | インバータ装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4803611A (ja) |
| JP (1) | JPH0775471B2 (ja) |
| KR (1) | KR900004349B1 (ja) |
| BR (1) | BR8705949A (ja) |
Families Citing this family (34)
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|---|---|---|---|---|
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| JPH02111266A (ja) * | 1988-10-20 | 1990-04-24 | Fuji Electric Co Ltd | 系統連けい用インバータの制御装置 |
| JP2745728B2 (ja) * | 1988-10-21 | 1998-04-28 | 富士電機株式会社 | インバータの制御方法 |
| JPH0777516B2 (ja) * | 1989-04-27 | 1995-08-16 | 三菱電機株式会社 | 多相インバータの出力直流分防止装置 |
| JPH02307374A (ja) * | 1989-05-22 | 1990-12-20 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JPH0728537B2 (ja) * | 1989-06-02 | 1995-03-29 | 三菱電機株式会社 | インバータ出力電圧誤差の補正装置 |
| JPH03243171A (ja) * | 1990-02-19 | 1991-10-30 | Sanyo Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| US5115386A (en) * | 1990-10-15 | 1992-05-19 | Hitachi, Ltd. | Circuit for controlling an electric power supply apparatus, a method therefor and an uninterruptible power supply |
| JPH0472888U (ja) * | 1990-11-02 | 1992-06-26 | ||
| US5229929A (en) * | 1990-11-30 | 1993-07-20 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Output peak current correction for PWM invertors |
| JP3022063B2 (ja) * | 1993-01-07 | 2000-03-15 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器の制御装置 |
| US5414342A (en) * | 1993-04-29 | 1995-05-09 | Unitrode Corporation | Voltage mode pulse width modulation controller |
| US5680302A (en) * | 1995-08-24 | 1997-10-21 | Nippon Steel Corporation | AC output control apparatus |
| JP3167936B2 (ja) * | 1996-08-08 | 2001-05-21 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| KR200154582Y1 (ko) * | 1996-11-09 | 1999-08-16 | 윤종용 | 브러시리스 직류 전동기의 인버터 구동 회로 |
| DE19648696A1 (de) * | 1996-11-25 | 1998-05-28 | Asea Brown Boveri | Verfahren und Vorrichtung zur Ausregelung des DC-Offsets eines Umrichters |
| JP4667771B2 (ja) * | 2004-06-24 | 2011-04-13 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | インバータ装置 |
| DE102005061568B4 (de) * | 2005-12-22 | 2011-06-16 | Siemens Ag | Übertragungsanordnung für den Austausch von Informationsdaten zwischen einem elektrischen Verbraucher und einem vorgeordneten Umrichter |
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| US8937822B2 (en) | 2011-05-08 | 2015-01-20 | Paul Wilkinson Dent | Solar energy conversion and utilization system |
| US11901810B2 (en) | 2011-05-08 | 2024-02-13 | Koolbridge Solar, Inc. | Adaptive electrical power distribution panel |
| US10090777B2 (en) | 2011-05-08 | 2018-10-02 | Koolbridge Solar, Inc. | Inverter with independent current and voltage controlled outputs |
| US12362647B2 (en) | 2011-05-08 | 2025-07-15 | Koolbridge Solar, Inc. | Solar energy system with variable priority circuit backup |
| US11460488B2 (en) | 2017-08-14 | 2022-10-04 | Koolbridge Solar, Inc. | AC electrical power measurements |
| JP5500141B2 (ja) * | 2011-09-01 | 2014-05-21 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置 |
| US10033302B2 (en) | 2014-08-29 | 2018-07-24 | Koolbridge Solar, Inc. | Rotary solar converter |
| US10148093B2 (en) | 2015-06-16 | 2018-12-04 | Koolbridge Solar, Inc. | Inter coupling of microinverters |
| GB2545023B (en) * | 2015-12-04 | 2018-06-06 | General Electric Technology Gmbh | Improvements in or relating to converters |
| CN108886327B (zh) * | 2016-03-30 | 2020-12-18 | 理想能量有限公司 | 微电网电力架构 |
| US11196272B2 (en) | 2016-06-29 | 2021-12-07 | Koolbridge Solar, Inc. | Rapid de-energization of DC conductors with a power source at both ends |
| FR3061375B1 (fr) * | 2016-12-23 | 2019-05-31 | Socomec | Circuit de regulation de la composante continue de la tension de sortie d'une alimentation sans interruption |
| US11228171B2 (en) | 2017-08-14 | 2022-01-18 | Koolbridge Solar, Inc. | Overcurrent trip coordination between inverter and circuit breakers |
| US10250162B2 (en) * | 2017-08-14 | 2019-04-02 | Koolbridge Solar, Inc. | DC bias prevention in transformerless inverters |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4500837A (en) * | 1981-01-15 | 1985-02-19 | Westinghouse Electric Corp. | Detection of DC content in an AC waveform |
| US4370702A (en) * | 1981-01-15 | 1983-01-25 | Westinghouse Electric Corp. | Microprocessor control of inverter power transistors with DC content correction |
| US4556842A (en) * | 1983-07-26 | 1985-12-03 | Westinghouse Electric Corp. | Tracking filter for sensing DC content in an AC waveform |
| DE3685190D1 (de) * | 1985-10-21 | 1992-06-11 | Mitsubishi Electric Corp | Konstante spannungs-/frequenzleistungsversorgungseinrichtung. |
-
1987
- 1987-02-12 JP JP62028353A patent/JPH0775471B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1987-08-31 KR KR1019870009593A patent/KR900004349B1/ko not_active Expired
- 1987-10-14 US US07/108,126 patent/US4803611A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-05 BR BR8705949A patent/BR8705949A/pt not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR880010552A (ko) | 1988-10-10 |
| JPS63198581A (ja) | 1988-08-17 |
| US4803611A (en) | 1989-02-07 |
| BR8705949A (pt) | 1988-08-23 |
| KR900004349B1 (ko) | 1990-06-22 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |