JPH08149846A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH08149846A JPH08149846A JP6291754A JP29175494A JPH08149846A JP H08149846 A JPH08149846 A JP H08149846A JP 6291754 A JP6291754 A JP 6291754A JP 29175494 A JP29175494 A JP 29175494A JP H08149846 A JPH08149846 A JP H08149846A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 114
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 26
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
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-
- Y02B20/183—
-
- Y02B70/126—
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- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】入力電流の歪を改善し、負荷への供給電流の変
動を低減する。 【構成】交流電源ＡＣの交流電圧をダイオードブリッジ
ＤＢで全波整流する。整流された脈流電圧は谷埋電源回
路１において脈流電圧のピーク電圧に対して所定の割合
まで谷部の電圧が増大されて谷部が埋められる。インバ
ータ回路ＩＮＶは谷埋電源回路１の略一定の直流出力電
圧を高周波電圧に変換して負荷Ｌに供給する。インバー
タ回路ＩＮＶの共振回路を構成するインダクタＬ1 と磁
気結合された帰還巻線ｎによりコンデンサＣ1 を介して
ダイオードブリッジＤＢの入力側に高周波電圧を帰還す
る。よって、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌに供給さ
れる負荷電流は脈流電圧の谷部と山部の両方にピーク値
を持つ略一定の電流となり、負荷電流の変動を低減でき
る。
動を低減する。 【構成】交流電源ＡＣの交流電圧をダイオードブリッジ
ＤＢで全波整流する。整流された脈流電圧は谷埋電源回
路１において脈流電圧のピーク電圧に対して所定の割合
まで谷部の電圧が増大されて谷部が埋められる。インバ
ータ回路ＩＮＶは谷埋電源回路１の略一定の直流出力電
圧を高周波電圧に変換して負荷Ｌに供給する。インバー
タ回路ＩＮＶの共振回路を構成するインダクタＬ1 と磁
気結合された帰還巻線ｎによりコンデンサＣ1 を介して
ダイオードブリッジＤＢの入力側に高周波電圧を帰還す
る。よって、インバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌに供給さ
れる負荷電流は脈流電圧の谷部と山部の両方にピーク値
を持つ略一定の電流となり、負荷電流の変動を低減でき
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源から供給され
る交流電圧を整流し、整流された直流電圧をインバータ
で高周波交流電圧に変換して負荷を駆動する電源装置に
関するものである。
る交流電圧を整流し、整流された直流電圧をインバータ
で高周波交流電圧に変換して負荷を駆動する電源装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、交流電源を整流し平滑して得
た直流電源を、スイッチング素子をオン・オフさせるこ
とによって交流出力に変換する電源装置が知られてい
る。この種の電源装置では、交流電源からの入力電流の
歪を改善することが要求されている。
た直流電源を、スイッチング素子をオン・オフさせるこ
とによって交流出力に変換する電源装置が知られてい
る。この種の電源装置では、交流電源からの入力電流の
歪を改善することが要求されている。
【０００３】例えば、特公平５−９９１８号には、図１
０に示すように、交流電源ＡＣから供給される交流電圧
を高周波カット用フィルタとしてのインダクタＬ2 によ
って高周波成分を除去した後ダイオードブリッジＤＢで
全波整流し、平滑コンデンサＣ0 で平滑してインバータ
回路ＩＮＶに直流電圧を供給し、インバータ回路ＩＮＶ
から出力される高周波交流電圧を出力用トランスＴを介
して負荷Ｌに供給するとともに、併せてインバータ回路
ＩＮＶの高周波交流電圧を低周波カット用フィルタとし
てのコンデンサＣ1 を介して帰還巻線ｎによってダイオ
ードブリッジＤＢの入力に重畳するものが記載されてい
る。そして、上記高周波交流電圧が重畳されたダイオー
ドブリッジＤＢの出力電圧にて平滑コンデンサＣ0 を充
電することによって、交流電源ＡＣの交流電圧の一周期
の略全域に渡って入力電流を流すことができるため、交
流電源ＡＣからの入力電流の歪を改善することができる
ものである。
０に示すように、交流電源ＡＣから供給される交流電圧
を高周波カット用フィルタとしてのインダクタＬ2 によ
って高周波成分を除去した後ダイオードブリッジＤＢで
全波整流し、平滑コンデンサＣ0 で平滑してインバータ
回路ＩＮＶに直流電圧を供給し、インバータ回路ＩＮＶ
から出力される高周波交流電圧を出力用トランスＴを介
して負荷Ｌに供給するとともに、併せてインバータ回路
ＩＮＶの高周波交流電圧を低周波カット用フィルタとし
てのコンデンサＣ1 を介して帰還巻線ｎによってダイオ
ードブリッジＤＢの入力に重畳するものが記載されてい
る。そして、上記高周波交流電圧が重畳されたダイオー
ドブリッジＤＢの出力電圧にて平滑コンデンサＣ0 を充
電することによって、交流電源ＡＣの交流電圧の一周期
の略全域に渡って入力電流を流すことができるため、交
流電源ＡＣからの入力電流の歪を改善することができる
ものである。
【０００４】あるいは、他の例として図１１に示すよう
な電源装置がある。この電源装置は、図１０の構成にお
いて、帰還巻線ｎをコンデンサＣ1 を介してダイオード
ブリッジＤＢを構成するダイオードＤ2 に並列に接続し
たものであって、交流電源ＡＣからの入力電流をチョッ
ピング電流として平滑コンデンサＣ0 を充電することに
より、交流電源ＡＣの交流電圧の一周期当たりの略全域
に渡って入力電流を流し、入力電流の休止区間をなくす
とともに入力電流歪を改善することができるものであ
る。
な電源装置がある。この電源装置は、図１０の構成にお
いて、帰還巻線ｎをコンデンサＣ1 を介してダイオード
ブリッジＤＢを構成するダイオードＤ2 に並列に接続し
たものであって、交流電源ＡＣからの入力電流をチョッ
ピング電流として平滑コンデンサＣ0 を充電することに
より、交流電源ＡＣの交流電圧の一周期当たりの略全域
に渡って入力電流を流し、入力電流の休止区間をなくす
とともに入力電流歪を改善することができるものであ
る。
【０００５】また、別の電源装置としては図１２及び図
１３に示すようなものがある。この電源装置は、交流電
源ＡＣの交流電圧をダイオードブリッジＤＢで整流し、
さらにダイオードブリッジＤＢからの脈流電圧を二重出
力直々変換器７にて高周波電圧に変換している。この二
重出力直々変換器７は、インバータ回路ＩＮＶとインバ
ータ回路ＩＮＶの高周波電圧を帰還して脈流電圧に重畳
させる帰還回路３とを備えている。
１３に示すようなものがある。この電源装置は、交流電
源ＡＣの交流電圧をダイオードブリッジＤＢで整流し、
さらにダイオードブリッジＤＢからの脈流電圧を二重出
力直々変換器７にて高周波電圧に変換している。この二
重出力直々変換器７は、インバータ回路ＩＮＶとインバ
ータ回路ＩＮＶの高周波電圧を帰還して脈流電圧に重畳
させる帰還回路３とを備えている。
【０００６】インバータ回路ＩＮＶは、電界効果トラン
ジスタから成る２つのスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直
列回路の一方のスイッチング素子Ｑ2 のソース・ドレイ
ン間に帰還用のトランスＴｂとインダクタＬｒ及びコン
デンサＣ5 とを直列に接続して構成してある。また、帰
還回路３は、インバータ回路ＩＮＶの入力側にトランス
Ｔｒの２次巻線ｎ2 とコンデンサＣｒとを一対のダイオ
ードＤ6 ，Ｄ7 のアノード間に並列に接続して成り、交
流電源ＡＣの電源電圧をダイオードブリッジＤＢにより
全波整流し、得られた脈流の直流電圧に上記帰還回路３
によって高周波電圧を重畳してダイオードＤ6 ，Ｄ7 を
交互に高周波的にオンさせて入力電流歪を改善するもの
である（特開平５−９５６８２号公報参照）。このよう
に、ダイオードブリッジＤＢに直列に帰還回路を設ける
構成としては、他に米国特許第４，６４２，７４５号あ
るいはＧＢ２１１５６２７Ａ等に記載されたものがあ
る。
ジスタから成る２つのスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直
列回路の一方のスイッチング素子Ｑ2 のソース・ドレイ
ン間に帰還用のトランスＴｂとインダクタＬｒ及びコン
デンサＣ5 とを直列に接続して構成してある。また、帰
還回路３は、インバータ回路ＩＮＶの入力側にトランス
Ｔｒの２次巻線ｎ2 とコンデンサＣｒとを一対のダイオ
ードＤ6 ，Ｄ7 のアノード間に並列に接続して成り、交
流電源ＡＣの電源電圧をダイオードブリッジＤＢにより
全波整流し、得られた脈流の直流電圧に上記帰還回路３
によって高周波電圧を重畳してダイオードＤ6 ，Ｄ7 を
交互に高周波的にオンさせて入力電流歪を改善するもの
である（特開平５−９５６８２号公報参照）。このよう
に、ダイオードブリッジＤＢに直列に帰還回路を設ける
構成としては、他に米国特許第４，６４２，７４５号あ
るいはＧＢ２１１５６２７Ａ等に記載されたものがあ
る。
【０００７】一方、他の従来構成としては、図１４に示
す回路構成も提案されている。この回路は、ダイオード
ブリッジＤＢの出力端間に平滑用コンデンサを接続する
代わりに、ダイオードブリッジＤＢから出力される脈流
電圧のピーク値（山部）とピーク値との間の出力値（谷
部）をピーク値に対して所定の割合まで増大させる谷埋
電源回路１を設けたものである。この回路で用いるイン
バータ回路ＩＮＶはどのようなものでもよいが、ここで
は、ダイオードＤ8 ，Ｄ9 が各々逆並列に接続された一
対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を谷埋電源
回路１の両端間に接続し、一方のスイッチング素子Ｑ1
の両端にコンデンサＣ2 ，Ｃ3 及びインダクタＬ1 から
成る共振回路を接続した構成を有し、コンデンサＣ3 の
両端に負荷Ｌを接続してある。すなわち、ハーフブリッ
ジ型のインバータ回路ＩＮＶを構成している。ここに、
両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図示しない制御回路に
より高周波で交互にオン・オフされる。
す回路構成も提案されている。この回路は、ダイオード
ブリッジＤＢの出力端間に平滑用コンデンサを接続する
代わりに、ダイオードブリッジＤＢから出力される脈流
電圧のピーク値（山部）とピーク値との間の出力値（谷
部）をピーク値に対して所定の割合まで増大させる谷埋
電源回路１を設けたものである。この回路で用いるイン
バータ回路ＩＮＶはどのようなものでもよいが、ここで
は、ダイオードＤ8 ，Ｄ9 が各々逆並列に接続された一
対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を谷埋電源
回路１の両端間に接続し、一方のスイッチング素子Ｑ1
の両端にコンデンサＣ2 ，Ｃ3 及びインダクタＬ1 から
成る共振回路を接続した構成を有し、コンデンサＣ3 の
両端に負荷Ｌを接続してある。すなわち、ハーフブリッ
ジ型のインバータ回路ＩＮＶを構成している。ここに、
両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図示しない制御回路に
より高周波で交互にオン・オフされる。
【０００８】谷埋電源回路１は、ダイオードブリッジＤ
Ｂの出力端の正極に一端が接続されたコンデンサＣａ
と、ダイオードブリッジＤＢの出力端の負極に一端が接
続されたコンデンサＣｂと、コンデンサＣａの他端にア
ノードが接続されるとともにコンデンサＣｂの他端にカ
ソードが接続されたダイオードＤａと、このダイオード
Ｄａのカソードにアノードが接続されダイオードブリッ
ジＤＢの出力端の正極にカソードが接続されたダイオー
ドＤｂと、ダイオードＤａのアノードにカソードが接続
されダイオードブリッジＤＢの負極にアノードが接続さ
れたダイオードＤｃとにより構成されている。この構成
では、ダイオードブリッジＤＢの脈流出力電圧の山部で
ダイオードＤａが導通し且つダイオードＤｂ，Ｄｃが導
通しないから、ダイオードＤａを介してコンデンサＣ
ａ，Ｃｂが充電され、脈流出力電圧が低下してコンデン
サＣｂの両端電圧より低くなるとダイオードＤｂが導通
し、ダイオードブリッジＤＢの脈流出力電圧の０Ｖ付近
（谷部）では、コンデンサＣｂの電荷をダイオードＤｂ
を通して放出することによりインバータ回路ＩＮＶへの
給電を行なう。
Ｂの出力端の正極に一端が接続されたコンデンサＣａ
と、ダイオードブリッジＤＢの出力端の負極に一端が接
続されたコンデンサＣｂと、コンデンサＣａの他端にア
ノードが接続されるとともにコンデンサＣｂの他端にカ
ソードが接続されたダイオードＤａと、このダイオード
Ｄａのカソードにアノードが接続されダイオードブリッ
ジＤＢの出力端の正極にカソードが接続されたダイオー
ドＤｂと、ダイオードＤａのアノードにカソードが接続
されダイオードブリッジＤＢの負極にアノードが接続さ
れたダイオードＤｃとにより構成されている。この構成
では、ダイオードブリッジＤＢの脈流出力電圧の山部で
ダイオードＤａが導通し且つダイオードＤｂ，Ｄｃが導
通しないから、ダイオードＤａを介してコンデンサＣ
ａ，Ｃｂが充電され、脈流出力電圧が低下してコンデン
サＣｂの両端電圧より低くなるとダイオードＤｂが導通
し、ダイオードブリッジＤＢの脈流出力電圧の０Ｖ付近
（谷部）では、コンデンサＣｂの電荷をダイオードＤｂ
を通して放出することによりインバータ回路ＩＮＶへの
給電を行なう。
【０００９】したがって、交流電源ＡＣの電圧波形が図
１５（ａ）のようであるとき、インバータ回路ＩＮＶへ
の入力電圧は、図１５（ｂ）のような包絡線を持ち、谷
部の電圧は、山部の電圧に対して所定の割合に増大され
る。インバータ回路ＩＮＶへの入力電圧が上述のように
変化する結果、負荷Ｌへの供給電流の包絡線は図１５
（ｃ）のようにインバータ回路ＩＮＶへの入力電圧を反
映するように変化する。つまり、力率は改善されるもの
の、負荷Ｌへの供給電流には交流電源ＡＣの半サイクル
ごとの周期を有する変動があり、またダイオードブリッ
ジＤＢの脈流出力電圧の谷部では谷埋電源回路１からイ
ンバータ回路ＩＮＶに給電されることで交流電源ＡＣか
らの入力電流に図１５（ａ）に示すような多少の休止期
間が生じる。
１５（ａ）のようであるとき、インバータ回路ＩＮＶへ
の入力電圧は、図１５（ｂ）のような包絡線を持ち、谷
部の電圧は、山部の電圧に対して所定の割合に増大され
る。インバータ回路ＩＮＶへの入力電圧が上述のように
変化する結果、負荷Ｌへの供給電流の包絡線は図１５
（ｃ）のようにインバータ回路ＩＮＶへの入力電圧を反
映するように変化する。つまり、力率は改善されるもの
の、負荷Ｌへの供給電流には交流電源ＡＣの半サイクル
ごとの周期を有する変動があり、またダイオードブリッ
ジＤＢの脈流出力電圧の谷部では谷埋電源回路１からイ
ンバータ回路ＩＮＶに給電されることで交流電源ＡＣか
らの入力電流に図１５（ａ）に示すような多少の休止期
間が生じる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述の各従来構成で
は、帰還巻線ｎ，ｎ2 に直列あるいは並列に接続された
コンデンサＣ1 ，Ｃｒが、ダイオードブリッジＤＢの脈
流出力電圧の山部及び谷部において、帰還巻線ｎ，ｎ2
を介してインバータ回路ＩＮＶに関与することになるた
め、インバータ回路ＩＮＶの共振動作において脈流電圧
の山部と谷部とで共振動作が２つ存在することになる。
つまり、脈流電圧の山部では上記コンデンサＣ1 ，Ｃｒ
の影響はないが、谷部ではコンデンサＣ1 ，Ｃｒが共振
動作に関わってくるため、インバータ回路ＩＮＶから負
荷Ｌに供給される負荷電流は、脈流電圧の谷部で最大と
なり、山部において最小となる図２（ｂ）に示すような
電流波形となり、負荷電流の変動が大きくなってしまう
という問題がある。しかも、入力電流波形を電源電圧波
形と同じく正弦波の波形に近づけようとすると、負荷電
流はさらに谷部における最大値が大きくなり、且つ山部
における最小値が小さくなってしまう。一方、スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を電源電圧の
山部と谷部とで可変とする制御をすれば負荷Ｌへの供給
電流の変動を抑制することは可能であるが、スイッチン
グ周波数を制御する制御回路の回路構成が複雑になって
コスト高につながるという問題が生じる。また、スイッ
チング周波数が変動すると雑音を防止するためのフィル
タ回路の設計などが難しくなり、外部への雑音の漏洩が
問題になる。さらに、負荷が例えば放電灯の場合には光
出力のリップルが大きくなるためにちらつきとして現れ
たり、光出力が低下しランプ効率が低下するといった問
題がある。
は、帰還巻線ｎ，ｎ2 に直列あるいは並列に接続された
コンデンサＣ1 ，Ｃｒが、ダイオードブリッジＤＢの脈
流出力電圧の山部及び谷部において、帰還巻線ｎ，ｎ2
を介してインバータ回路ＩＮＶに関与することになるた
め、インバータ回路ＩＮＶの共振動作において脈流電圧
の山部と谷部とで共振動作が２つ存在することになる。
つまり、脈流電圧の山部では上記コンデンサＣ1 ，Ｃｒ
の影響はないが、谷部ではコンデンサＣ1 ，Ｃｒが共振
動作に関わってくるため、インバータ回路ＩＮＶから負
荷Ｌに供給される負荷電流は、脈流電圧の谷部で最大と
なり、山部において最小となる図２（ｂ）に示すような
電流波形となり、負荷電流の変動が大きくなってしまう
という問題がある。しかも、入力電流波形を電源電圧波
形と同じく正弦波の波形に近づけようとすると、負荷電
流はさらに谷部における最大値が大きくなり、且つ山部
における最小値が小さくなってしまう。一方、スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング周波数を電源電圧の
山部と谷部とで可変とする制御をすれば負荷Ｌへの供給
電流の変動を抑制することは可能であるが、スイッチン
グ周波数を制御する制御回路の回路構成が複雑になって
コスト高につながるという問題が生じる。また、スイッ
チング周波数が変動すると雑音を防止するためのフィル
タ回路の設計などが難しくなり、外部への雑音の漏洩が
問題になる。さらに、負荷が例えば放電灯の場合には光
出力のリップルが大きくなるためにちらつきとして現れ
たり、光出力が低下しランプ効率が低下するといった問
題がある。
【００１１】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
であり、入力電流の歪を改善し、負荷への供給電流の変
動を低減した電源装置を提供しようとするものである。
であり、入力電流の歪を改善し、負荷への供給電流の変
動を低減した電源装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源から供給される交流出
力を整流する整流部と、整流部からの脈流出力のピーク
値とピーク値との間の出力値をピーク値に対して所定の
割合まで増大させる谷埋電源部と、この谷埋電源部の出
力を高周波出力に変換して負荷に供給するインバータ部
と、インバータ部からの高周波出力を帰還して整流部か
らの出力に高周波出力を重畳する高周波帰還部とを備え
たことを特徴とする。
目的を達成するために、交流電源から供給される交流出
力を整流する整流部と、整流部からの脈流出力のピーク
値とピーク値との間の出力値をピーク値に対して所定の
割合まで増大させる谷埋電源部と、この谷埋電源部の出
力を高周波出力に変換して負荷に供給するインバータ部
と、インバータ部からの高周波出力を帰還して整流部か
らの出力に高周波出力を重畳する高周波帰還部とを備え
たことを特徴とする。
【００１３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、整流部からの脈流出力により充電されるコンデンサ
と、コンデンサの充放電を切り換えるダイオードとで谷
埋電源部を構成したことを特徴とする。請求項３の発明
は、請求項２の発明において、整流部の出力端の正極に
一端が接続された第１のコンデンサと、整流部の出力端
の負極に一端が接続された第２のコンデンサと、第１の
コンデンサの他端にアノードが接続されるとともに第２
のコンデンサの他端にカソードが接続された第１のダイ
オードと、第１のダイオードのカソードにアノードが接
続され整流部の出力端の正極にカソードが接続された第
２のダイオードと、第１のダイオードのアノードにカソ
ードが接続され整流部の負極にアノードが接続された第
３のダイオードとで谷埋電源部を構成したことを特徴と
する。
て、整流部からの脈流出力により充電されるコンデンサ
と、コンデンサの充放電を切り換えるダイオードとで谷
埋電源部を構成したことを特徴とする。請求項３の発明
は、請求項２の発明において、整流部の出力端の正極に
一端が接続された第１のコンデンサと、整流部の出力端
の負極に一端が接続された第２のコンデンサと、第１の
コンデンサの他端にアノードが接続されるとともに第２
のコンデンサの他端にカソードが接続された第１のダイ
オードと、第１のダイオードのカソードにアノードが接
続され整流部の出力端の正極にカソードが接続された第
２のダイオードと、第１のダイオードのアノードにカソ
ードが接続され整流部の負極にアノードが接続された第
３のダイオードとで谷埋電源部を構成したことを特徴と
する。
【００１４】請求項４の発明は、請求項１又は請求項２
の発明において、谷埋電源部が整流部からの脈流出力の
ピーク値とピーク値との間の出力値をピーク値に対して
略３分の２の割合まで増大させたことを特徴とする。請
求項５の発明は、請求項２乃至請求項４の発明におい
て、谷埋電源部を構成するコンデンサに抵抗を直列接続
したことを特徴とする。
の発明において、谷埋電源部が整流部からの脈流出力の
ピーク値とピーク値との間の出力値をピーク値に対して
略３分の２の割合まで増大させたことを特徴とする。請
求項５の発明は、請求項２乃至請求項４の発明におい
て、谷埋電源部を構成するコンデンサに抵抗を直列接続
したことを特徴とする。
【００１５】請求項６の発明は、請求項１の発明におい
て、インバータ部の高周波出力を帰還するための帰還巻
線と帰還用コンデンサとの直列回路から成る高周波帰還
部を整流部の入力端間に接続したことを特徴とする。請
求項７の発明は、請求項１の発明において、インバータ
部の高周波出力を帰還するための帰還巻線と帰還用コン
デンサとの直列回路から成る高周波帰還部を整流部とイ
ンバータ部との間に並列に接続するとともに高周波帰還
部とインバータ部との間に整流部からの出力をインバー
タ部に供給する整流素子を備えたことを特徴とする。
て、インバータ部の高周波出力を帰還するための帰還巻
線と帰還用コンデンサとの直列回路から成る高周波帰還
部を整流部の入力端間に接続したことを特徴とする。請
求項７の発明は、請求項１の発明において、インバータ
部の高周波出力を帰還するための帰還巻線と帰還用コン
デンサとの直列回路から成る高周波帰還部を整流部とイ
ンバータ部との間に並列に接続するとともに高周波帰還
部とインバータ部との間に整流部からの出力をインバー
タ部に供給する整流素子を備えたことを特徴とする。
【００１６】請求項８の発明は、請求項１の発明におい
て、整流部とインバータ部との間に高周波帰還部を直列
接続して成ることを特徴とする。
て、整流部とインバータ部との間に高周波帰還部を直列
接続して成ることを特徴とする。
【００１７】
【作用】請求項１の発明の構成では、交流電源から供給
される交流出力を整流する整流部と、整流部からの脈流
出力のピーク値とピーク値との間の出力値をピーク値に
対して所定の割合まで増大させる谷埋電源部と、この谷
埋電源部の出力を高周波出力に変換して負荷に供給する
インバータ部と、インバータ部からの高周波出力を帰還
して整流部からの出力に高周波出力を重畳する高周波帰
還部とを備えたので、整流部からの脈流出力がピーク値
と成る近傍の山部と、この山部と山部との間の谷部とで
高周波帰還部によるインバータ部の高周波出力への影響
の度合いが変動して上記谷部にてインバータ部の高周波
出力が最大となり上記山部にて最小となるようなインバ
ータ部の動作と、整流部からの脈流出力の上記谷部を山
部に対して所定の割合に増大させる谷埋電源部の動作と
の相反する動作が組み合わさることになり、結果的にイ
ンバータ部からの高周波出力のピーク値が抑えられて負
荷への供給出力の変動を低減して安定した高周波出力を
得ることができる。
される交流出力を整流する整流部と、整流部からの脈流
出力のピーク値とピーク値との間の出力値をピーク値に
対して所定の割合まで増大させる谷埋電源部と、この谷
埋電源部の出力を高周波出力に変換して負荷に供給する
インバータ部と、インバータ部からの高周波出力を帰還
して整流部からの出力に高周波出力を重畳する高周波帰
還部とを備えたので、整流部からの脈流出力がピーク値
と成る近傍の山部と、この山部と山部との間の谷部とで
高周波帰還部によるインバータ部の高周波出力への影響
の度合いが変動して上記谷部にてインバータ部の高周波
出力が最大となり上記山部にて最小となるようなインバ
ータ部の動作と、整流部からの脈流出力の上記谷部を山
部に対して所定の割合に増大させる谷埋電源部の動作と
の相反する動作が組み合わさることになり、結果的にイ
ンバータ部からの高周波出力のピーク値が抑えられて負
荷への供給出力の変動を低減して安定した高周波出力を
得ることができる。
【００１８】請求項２の発明の構成では、整流部からの
脈流出力により充電されるコンデンサと、コンデンサの
充放電を切り換えるダイオードとで谷埋電源部を構成し
たので、簡単な構成により谷埋電源部を構成することが
できる。請求項３の発明の構成では、整流部の出力端の
正極に一端が接続された第１のコンデンサと、整流部の
出力端の負極に一端が接続された第２のコンデンサと、
第１のコンデンサの他端にアノードが接続されるととも
に第２のコンデンサの他端にカソードが接続された第１
のダイオードと、第１のダイオードのカソードにアノー
ドが接続され整流部の出力端の正極にカソードが接続さ
れた第２のダイオードと、第１のダイオードのアノード
にカソードが接続され整流部の負極にアノードが接続さ
れた第３のダイオードとで谷埋電源部を構成したので、
第１及び第２のコンデンサの容量値の組み合わせに応じ
て整流部の脈流出力のピーク値に対してピーク値間の出
力値を任意の割合まで増大させることができる。
脈流出力により充電されるコンデンサと、コンデンサの
充放電を切り換えるダイオードとで谷埋電源部を構成し
たので、簡単な構成により谷埋電源部を構成することが
できる。請求項３の発明の構成では、整流部の出力端の
正極に一端が接続された第１のコンデンサと、整流部の
出力端の負極に一端が接続された第２のコンデンサと、
第１のコンデンサの他端にアノードが接続されるととも
に第２のコンデンサの他端にカソードが接続された第１
のダイオードと、第１のダイオードのカソードにアノー
ドが接続され整流部の出力端の正極にカソードが接続さ
れた第２のダイオードと、第１のダイオードのアノード
にカソードが接続され整流部の負極にアノードが接続さ
れた第３のダイオードとで谷埋電源部を構成したので、
第１及び第２のコンデンサの容量値の組み合わせに応じ
て整流部の脈流出力のピーク値に対してピーク値間の出
力値を任意の割合まで増大させることができる。
【００１９】請求項４の発明の構成では、谷埋電源部が
整流部からの脈流出力のピーク値とピーク値との間の出
力値をピーク値に対して略３分の２の割合まで増大させ
たので、脈流出力のピーク値とピーク値間の出力値の瞬
時値を略等しくすることができ、負荷への供給出力の変
動をより低減させることができる。請求項５の発明の構
成では、谷埋電源部を構成するコンデンサに抵抗を直列
接続したので、コンデンサが高周波の急峻な出力により
充電されるのを抑制できる。
整流部からの脈流出力のピーク値とピーク値との間の出
力値をピーク値に対して略３分の２の割合まで増大させ
たので、脈流出力のピーク値とピーク値間の出力値の瞬
時値を略等しくすることができ、負荷への供給出力の変
動をより低減させることができる。請求項５の発明の構
成では、谷埋電源部を構成するコンデンサに抵抗を直列
接続したので、コンデンサが高周波の急峻な出力により
充電されるのを抑制できる。
【００２０】請求項６の発明の構成では、インバータ部
の高周波出力を帰還するための帰還巻線と帰還用コンデ
ンサとの直列回路から成る高周波帰還部を整流部の入力
端間に接続したので、簡単な構成によりインバータ部の
高周波出力を整流部からの出力に重畳することができ
る。請求項７の発明の構成では、インバータ部の高周波
出力を帰還するための帰還巻線と帰還用コンデンサとの
直列回路から成る高周波帰還部を整流部とインバータ部
との間に並列に接続するとともに高周波帰還部とインバ
ータ部との間に整流部からの出力をインバータ部に供給
する整流素子を備えたので、整流部からの出力と電源部
の出力との大小関係によって整流素子の導通／非導通が
切り換わることになり、交流電源の交流電圧の一周期の
略全域にわたって交流電源から入力電流を流すことが可
能となり、入力電流の休止期間をなくすことができる。
の高周波出力を帰還するための帰還巻線と帰還用コンデ
ンサとの直列回路から成る高周波帰還部を整流部の入力
端間に接続したので、簡単な構成によりインバータ部の
高周波出力を整流部からの出力に重畳することができ
る。請求項７の発明の構成では、インバータ部の高周波
出力を帰還するための帰還巻線と帰還用コンデンサとの
直列回路から成る高周波帰還部を整流部とインバータ部
との間に並列に接続するとともに高周波帰還部とインバ
ータ部との間に整流部からの出力をインバータ部に供給
する整流素子を備えたので、整流部からの出力と電源部
の出力との大小関係によって整流素子の導通／非導通が
切り換わることになり、交流電源の交流電圧の一周期の
略全域にわたって交流電源から入力電流を流すことが可
能となり、入力電流の休止期間をなくすことができる。
【００２１】請求項８の発明の構成では、整流部とイン
バータ部との間に高周波帰還部を直列接続したので、電
源投入時の突入電流を低減することができる。
バータ部との間に高周波帰還部を直列接続したので、電
源投入時の突入電流を低減することができる。
【００２２】
（実施例１）図１は本発明の第１の実施例の概略ブロッ
ク図を示すものである。図１に示すように、本実施例の
電源装置は、交流電源ＡＣの両端に高周波カット用フィ
ルタとしてのインダクタＬ2 を介してダイオードブリッ
ジＤＢを接続し、インダクタＬ2 によって高周波成分を
除去した後ダイオードブリッジＤＢで全波整流して得ら
れる脈流の直流電圧を図１４の従来構成で説明した谷埋
電源回路１を介してインバータ回路ＩＮＶに供給し、イ
ンバータ回路ＩＮＶから出力される高周波交流電圧を負
荷Ｌに供給するとともに、併せてインバータ回路ＩＮＶ
の高周波交流電圧を低周波カット用フィルタとしてのコ
ンデンサＣ1 を介してインダクタＬ1 に磁気結合された
帰還巻線ｎによってダイオードブリッジＤＢの入力に重
畳している。
ク図を示すものである。図１に示すように、本実施例の
電源装置は、交流電源ＡＣの両端に高周波カット用フィ
ルタとしてのインダクタＬ2 を介してダイオードブリッ
ジＤＢを接続し、インダクタＬ2 によって高周波成分を
除去した後ダイオードブリッジＤＢで全波整流して得ら
れる脈流の直流電圧を図１４の従来構成で説明した谷埋
電源回路１を介してインバータ回路ＩＮＶに供給し、イ
ンバータ回路ＩＮＶから出力される高周波交流電圧を負
荷Ｌに供給するとともに、併せてインバータ回路ＩＮＶ
の高周波交流電圧を低周波カット用フィルタとしてのコ
ンデンサＣ1 を介してインダクタＬ1 に磁気結合された
帰還巻線ｎによってダイオードブリッジＤＢの入力に重
畳している。
【００２３】谷埋電源回路１は図１４の従来構成と同じ
構成を有し、ダイオードブリッジＤＢの出力端の正極に
一端が接続されたコンデンサＣａと、ダイオードブリッ
ジＤＢの出力端の負極に一端が接続されたコンデンサＣ
ｂと、コンデンサＣａの他端にアノードが接続されると
ともにコンデンサＣｂの他端にカソードが接続されたダ
イオードＤａと、このダイオードＤａのカソードにアノ
ードが接続されダイオードブリッジＤＢの出力端の正極
にカソードが接続されたダイオードＤｂと、ダイオード
Ｄａのアノードにカソードが接続されダイオードブリッ
ジＤＢの負極にアノードが接続されたダイオードＤｃと
から成るものである。
構成を有し、ダイオードブリッジＤＢの出力端の正極に
一端が接続されたコンデンサＣａと、ダイオードブリッ
ジＤＢの出力端の負極に一端が接続されたコンデンサＣ
ｂと、コンデンサＣａの他端にアノードが接続されると
ともにコンデンサＣｂの他端にカソードが接続されたダ
イオードＤａと、このダイオードＤａのカソードにアノ
ードが接続されダイオードブリッジＤＢの出力端の正極
にカソードが接続されたダイオードＤｂと、ダイオード
Ｄａのアノードにカソードが接続されダイオードブリッ
ジＤＢの負極にアノードが接続されたダイオードＤｃと
から成るものである。
【００２４】インバータ回路ＩＮＶはどのようなもので
もよく、例えば、スイッチング素子Ｑ1 にインダクタＬ
1 及びコンデンサ（図示せず）等から成る共振回路を並
列接続し図示しない制御手段によってオン・オフして、
高周波電圧を発生させて負荷Ｌに供給するものである。
ここで、本実施例では、インダクタＬ1 に生じる高周波
電圧を帰還させるための帰還巻線ｎがコンデンサＣ1 を
介してダイオードブリッジＤＢの入力端に接続してあ
る。これにより、交流電源ＡＣの交流電圧に高周波電圧
が重畳されてダイオードブリッジＤＢに供給されるか
ら、交流電源ＡＣの交流電圧の一周期の略全域に渡って
入力電流を流すことができ、交流電源ＡＣからの入力電
流の歪を改善することができる。
もよく、例えば、スイッチング素子Ｑ1 にインダクタＬ
1 及びコンデンサ（図示せず）等から成る共振回路を並
列接続し図示しない制御手段によってオン・オフして、
高周波電圧を発生させて負荷Ｌに供給するものである。
ここで、本実施例では、インダクタＬ1 に生じる高周波
電圧を帰還させるための帰還巻線ｎがコンデンサＣ1 を
介してダイオードブリッジＤＢの入力端に接続してあ
る。これにより、交流電源ＡＣの交流電圧に高周波電圧
が重畳されてダイオードブリッジＤＢに供給されるか
ら、交流電源ＡＣの交流電圧の一周期の略全域に渡って
入力電流を流すことができ、交流電源ＡＣからの入力電
流の歪を改善することができる。
【００２５】一方、図２は本実施例の電源装置における
各部の電圧または電流波形を示すものである。交流電源
ＡＣからは同図（ａ）に示すような正弦波の交流電圧が
出力されており、この交流電圧にインバータ回路ＩＮＶ
からの高周波電圧が帰還巻線ｎ及びコンデンサＣ1 を介
して重畳されてダイオードブリッジＤＢに入力されてい
る。ダイオードブリッジＤＢでは高周波電圧が重畳され
た交流電圧を全波整流して得られる脈流電圧を谷埋電源
回路１に供給している。
各部の電圧または電流波形を示すものである。交流電源
ＡＣからは同図（ａ）に示すような正弦波の交流電圧が
出力されており、この交流電圧にインバータ回路ＩＮＶ
からの高周波電圧が帰還巻線ｎ及びコンデンサＣ1 を介
して重畳されてダイオードブリッジＤＢに入力されてい
る。ダイオードブリッジＤＢでは高周波電圧が重畳され
た交流電圧を全波整流して得られる脈流電圧を谷埋電源
回路１に供給している。
【００２６】谷埋電源回路１は、ダイオードブリッジＤ
Ｂの脈流電圧の山部でダイオードＤａが導通し且つダイ
オードＤｂ，Ｄｃが導通しないから、ダイオードＤａを
介してコンデンサＣａ，Ｃｂが充電され、脈流電圧が低
下してコンデンサＣｂの両端電圧より低くなるとダイオ
ードＤｂが導通し、ダイオードブリッジＤＢの脈流電圧
の谷部では、コンデンサＣｂの電荷をダイオードＤｂを
通して放出することによりインバータ回路ＩＮＶへの給
電を行なうため、図１４及び図１５に示した従来構成と
同様に、図２（ｃ）に示すような谷部がコンデンサＣａ
の放電によって埋められた負荷電流波形が得られる。
Ｂの脈流電圧の山部でダイオードＤａが導通し且つダイ
オードＤｂ，Ｄｃが導通しないから、ダイオードＤａを
介してコンデンサＣａ，Ｃｂが充電され、脈流電圧が低
下してコンデンサＣｂの両端電圧より低くなるとダイオ
ードＤｂが導通し、ダイオードブリッジＤＢの脈流電圧
の谷部では、コンデンサＣｂの電荷をダイオードＤｂを
通して放出することによりインバータ回路ＩＮＶへの給
電を行なうため、図１４及び図１５に示した従来構成と
同様に、図２（ｃ）に示すような谷部がコンデンサＣａ
の放電によって埋められた負荷電流波形が得られる。
【００２７】ここで、ダイオードブリッジＤＢの脈流出
力電圧のピーク値に対してコンデンサＣｂの放電によっ
て埋められる谷部の電圧との割合は、直列に接続された
２つのコンデンサＣａ，Ｃｂの容量値の比で決まるもの
であり、例えば、両者の容量値が等しければ、谷部の電
圧はピーク値の電圧の２分の１と成る。つまり、コンデ
ンサＣａ，Ｃｂの容量値を適当に選択すれば、谷部の電
圧を任意の割合で増大させることができる。
力電圧のピーク値に対してコンデンサＣｂの放電によっ
て埋められる谷部の電圧との割合は、直列に接続された
２つのコンデンサＣａ，Ｃｂの容量値の比で決まるもの
であり、例えば、両者の容量値が等しければ、谷部の電
圧はピーク値の電圧の２分の１と成る。つまり、コンデ
ンサＣａ，Ｃｂの容量値を適当に選択すれば、谷部の電
圧を任意の割合で増大させることができる。
【００２８】一方、インバータ回路ＩＮＶから負荷に供
給される負荷電流の波形は、図１０に示した従来構成と
同様に図２（ｂ）に示すような波形となる。すなわち、
同図（ａ）に示した交流電圧の山部おいては、帰還巻線
ｎに接続されたコンデンサＣ 1 が充分充電されているた
めにインバータ回路ＩＮＶの共振動作には影響を与える
ことがないものの、交流電圧の谷部においては、コンデ
ンサＣ1 の充電電荷が放電して両端電圧が低下するため
に帰還巻線ｎを介してインバータ回路ＩＮＶの共振動作
に影響を及ぼすようになる。その結果、谷埋電源回路１
の代わりに平滑コンデンサＣ0 が設けてある上記図１０
に示した従来構成では、図２（ｂ）に示すような波形の
負荷電流がインバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌに供給され
る。
給される負荷電流の波形は、図１０に示した従来構成と
同様に図２（ｂ）に示すような波形となる。すなわち、
同図（ａ）に示した交流電圧の山部おいては、帰還巻線
ｎに接続されたコンデンサＣ 1 が充分充電されているた
めにインバータ回路ＩＮＶの共振動作には影響を与える
ことがないものの、交流電圧の谷部においては、コンデ
ンサＣ1 の充電電荷が放電して両端電圧が低下するため
に帰還巻線ｎを介してインバータ回路ＩＮＶの共振動作
に影響を及ぼすようになる。その結果、谷埋電源回路１
の代わりに平滑コンデンサＣ0 が設けてある上記図１０
に示した従来構成では、図２（ｂ）に示すような波形の
負荷電流がインバータ回路ＩＮＶから負荷Ｌに供給され
る。
【００２９】ところが、本実施例では、ダイオードブリ
ッジＤＢとインバータ回路ＩＮＶとの間に平滑コンデン
サＣ0 の代わりに上記谷埋電源回路１を接続しており、
これにより、インバータ回路ＩＮＶには図２（ｃ）に示
すような波形の電流が流れることになる。ここで、谷埋
電源回路１は従来例において説明したような谷部が埋め
られた脈流電圧（図１５（ｂ）参照）をインバータ部Ｉ
ＮＶに供給するような回路動作を行い、一方インバータ
回路ＩＮＶは上述のようにコンデンサＣ1 の影響により
脈流電圧の谷部に対応する部分で負荷電流が最大となる
ような回路動作を行うから、２つの相反する回路動作に
よって、谷部における負荷電流のピーク値を低下させる
とともに谷部と山部とで負荷電流のピーク値を有する略
一定の負荷電流を流すことができる（図２（ｄ）参
照）。
ッジＤＢとインバータ回路ＩＮＶとの間に平滑コンデン
サＣ0 の代わりに上記谷埋電源回路１を接続しており、
これにより、インバータ回路ＩＮＶには図２（ｃ）に示
すような波形の電流が流れることになる。ここで、谷埋
電源回路１は従来例において説明したような谷部が埋め
られた脈流電圧（図１５（ｂ）参照）をインバータ部Ｉ
ＮＶに供給するような回路動作を行い、一方インバータ
回路ＩＮＶは上述のようにコンデンサＣ1 の影響により
脈流電圧の谷部に対応する部分で負荷電流が最大となる
ような回路動作を行うから、２つの相反する回路動作に
よって、谷部における負荷電流のピーク値を低下させる
とともに谷部と山部とで負荷電流のピーク値を有する略
一定の負荷電流を流すことができる（図２（ｄ）参
照）。
【００３０】上記構成によれば、インバータ回路ＩＮＶ
から負荷Ｌに供給される負荷電流は、交流電源ＡＣの交
流電圧をダイオードブリッジＤＢで全波整流して得られ
る脈流電圧の谷部と山部の両方にピーク値を持ち、且つ
そのピーク値を抑制して、入力電流の歪を改善できると
ともに、負荷電流の変動（リップル）を低減することが
でき、しかも、簡単な回路構成で実現できるものであ
る。ここで、負荷Ｌとして放電ランプを用いた場合に
は、上述のような負荷電流を放電ランプに供給すること
により、負荷電流（ランプ電流）のピーク値の間隔を狭
めることができ、その結果放電ランプのちらつきを目立
たなくすることができるという利点がある。
から負荷Ｌに供給される負荷電流は、交流電源ＡＣの交
流電圧をダイオードブリッジＤＢで全波整流して得られ
る脈流電圧の谷部と山部の両方にピーク値を持ち、且つ
そのピーク値を抑制して、入力電流の歪を改善できると
ともに、負荷電流の変動（リップル）を低減することが
でき、しかも、簡単な回路構成で実現できるものであ
る。ここで、負荷Ｌとして放電ランプを用いた場合に
は、上述のような負荷電流を放電ランプに供給すること
により、負荷電流（ランプ電流）のピーク値の間隔を狭
めることができ、その結果放電ランプのちらつきを目立
たなくすることができるという利点がある。
【００３１】なお、図１の点線にて記したように、帰還
巻線ｎとコンデンサＣ1 とをダイオードブリッジＤＢの
出力端に接続するようにしてもよい。この場合には、交
流電源ＡＣの電源投入時における突入電流を低減するこ
とができる。また、ダイオードブリッジＤＢの出力端の
正極と谷埋電源回路１のダイオードＤｂのカソードとの
間にダイオードブリッジＤＢ側をアノードとしてダイオ
ードＤｄを接続してもよい。このダイオードＤｄを接続
すれば、ダイオードブリッジＤＢからの脈流出力と谷埋
電源回路１の出力との大小関係によってダイオードＤｄ
の導通／非導通が切り換わることになり、交流電源ＡＣ
の交流電圧の一周期の略全域にわたって交流電源ＡＣか
ら入力電流を流すことが可能となり、入力電流の休止期
間をなくすことができる。
巻線ｎとコンデンサＣ1 とをダイオードブリッジＤＢの
出力端に接続するようにしてもよい。この場合には、交
流電源ＡＣの電源投入時における突入電流を低減するこ
とができる。また、ダイオードブリッジＤＢの出力端の
正極と谷埋電源回路１のダイオードＤｂのカソードとの
間にダイオードブリッジＤＢ側をアノードとしてダイオ
ードＤｄを接続してもよい。このダイオードＤｄを接続
すれば、ダイオードブリッジＤＢからの脈流出力と谷埋
電源回路１の出力との大小関係によってダイオードＤｄ
の導通／非導通が切り換わることになり、交流電源ＡＣ
の交流電圧の一周期の略全域にわたって交流電源ＡＣか
ら入力電流を流すことが可能となり、入力電流の休止期
間をなくすことができる。
【００３２】（実施例２）図３は本発明の第２の実施例
を示す概略回路図である。図３に示すように、本実施例
の基本構成は図１０に示した従来構成のものと共通であ
り、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略
し、本実施例の特徴となる部分についてのみ説明する。
を示す概略回路図である。図３に示すように、本実施例
の基本構成は図１０に示した従来構成のものと共通であ
り、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略
し、本実施例の特徴となる部分についてのみ説明する。
【００３３】本実施例の電源装置では、図１０の従来構
成において、ダイオードブリッジＤＢの出力端に接続し
ていた平滑コンデンサＣ0 を谷埋電源回路１に置き換え
た点に特徴を有するものである。なお、谷埋電源回路１
は実施例１と同じ構成のものである。本実施例の電源装
置の動作については実施例１のものと共通であり、負荷
Ｌには図２（ｄ）に示すような波形の負荷電流が供給さ
れる。なお、交流電源ＡＣからの入力電流は、交流電源
電圧とほぼ同一位相の正弦波波形となる。また、図４に
示すように、ダイオードＤａとコンデンサＣｂとの間に
抵抗Ｒａを接続すれば、コンデンサＣａ，Ｃｂの充電時
に流れる突入電流を低減することができる。本実施例で
は絶縁トランスＴを用いて帰還巻線ｎにより高周波電圧
をダイオードブリッジＤＢの入力側に帰還しているが、
高周波電圧を帰還する手段はこれに限定する主旨ではな
い。
成において、ダイオードブリッジＤＢの出力端に接続し
ていた平滑コンデンサＣ0 を谷埋電源回路１に置き換え
た点に特徴を有するものである。なお、谷埋電源回路１
は実施例１と同じ構成のものである。本実施例の電源装
置の動作については実施例１のものと共通であり、負荷
Ｌには図２（ｄ）に示すような波形の負荷電流が供給さ
れる。なお、交流電源ＡＣからの入力電流は、交流電源
電圧とほぼ同一位相の正弦波波形となる。また、図４に
示すように、ダイオードＤａとコンデンサＣｂとの間に
抵抗Ｒａを接続すれば、コンデンサＣａ，Ｃｂの充電時
に流れる突入電流を低減することができる。本実施例で
は絶縁トランスＴを用いて帰還巻線ｎにより高周波電圧
をダイオードブリッジＤＢの入力側に帰還しているが、
高周波電圧を帰還する手段はこれに限定する主旨ではな
い。
【００３４】（実施例３）図５は本発明の第３の実施例
を示す概略回路図である。図５に示すように、本実施例
の基本構成は図１１に示した従来構成のものと共通であ
り、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略
し、本実施例の特徴となる部分についてのみ説明する。
を示す概略回路図である。図５に示すように、本実施例
の基本構成は図１１に示した従来構成のものと共通であ
り、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略
し、本実施例の特徴となる部分についてのみ説明する。
【００３５】本実施例の電源装置では、図１１の従来構
成において、ダイオードブリッジＤＢの出力端に接続し
ていた平滑コンデンサＣ0 を谷埋電源回路１に置き換え
た点に特徴を有するものである。なお、谷埋電源回路１
は実施例１，２と共通の構成のものである。本実施例の
電源装置は、ダイオードブリッジＤＢを構成するダイオ
ードＤ2 を帰還巻線ｎにより帰還される高周波電圧によ
ってオン・オフすることよりインバータ回路ＩＮＶへの
入力電流を高周波的に流して入力電流の歪を改善してい
る。また、交流電源ＡＣの両端に接続されたフィルタ回
路を構成するインダクタＬ2と帰還巻線ｎに直列に接続
したコンデンサＣ1 との直列回路が、ダイオードブリッ
ジＤＢから出力される脈流電圧の山部と谷部とでインバ
ータ回路ＩＮＶへトランスＴを介して関与する度合いが
異なる。すなわち、図１１に示す従来構成にて説明した
ように、脈流電圧の山部では上記インダクタＬ2 とコン
デンサＣ1 との直列回路によるインバータ回路ＩＮＶに
おける共振動作への影響は少ないが、谷部においてはそ
の影響が大きくなるため、図２（ｂ）に示すような波形
の負荷電流が流れるような動作をする。しかしながら、
本実施例ではダイオードブリッジＤＢとインバータ回路
ＩＮＶとの間には谷埋電源回路１が設けてあるため、上
述の実施例１，２の場合と同様に図２（ｃ）に示すよう
な波形の負荷電流を流すような動作をするから、これら
相反する２つの回路動作によって、本実施例の電源装置
としては、図２（ｄ）に示すような実施例１，２と同様
の波形の負荷電流が流れることになる。
成において、ダイオードブリッジＤＢの出力端に接続し
ていた平滑コンデンサＣ0 を谷埋電源回路１に置き換え
た点に特徴を有するものである。なお、谷埋電源回路１
は実施例１，２と共通の構成のものである。本実施例の
電源装置は、ダイオードブリッジＤＢを構成するダイオ
ードＤ2 を帰還巻線ｎにより帰還される高周波電圧によ
ってオン・オフすることよりインバータ回路ＩＮＶへの
入力電流を高周波的に流して入力電流の歪を改善してい
る。また、交流電源ＡＣの両端に接続されたフィルタ回
路を構成するインダクタＬ2と帰還巻線ｎに直列に接続
したコンデンサＣ1 との直列回路が、ダイオードブリッ
ジＤＢから出力される脈流電圧の山部と谷部とでインバ
ータ回路ＩＮＶへトランスＴを介して関与する度合いが
異なる。すなわち、図１１に示す従来構成にて説明した
ように、脈流電圧の山部では上記インダクタＬ2 とコン
デンサＣ1 との直列回路によるインバータ回路ＩＮＶに
おける共振動作への影響は少ないが、谷部においてはそ
の影響が大きくなるため、図２（ｂ）に示すような波形
の負荷電流が流れるような動作をする。しかしながら、
本実施例ではダイオードブリッジＤＢとインバータ回路
ＩＮＶとの間には谷埋電源回路１が設けてあるため、上
述の実施例１，２の場合と同様に図２（ｃ）に示すよう
な波形の負荷電流を流すような動作をするから、これら
相反する２つの回路動作によって、本実施例の電源装置
としては、図２（ｄ）に示すような実施例１，２と同様
の波形の負荷電流が流れることになる。
【００３６】（実施例４）図６は本発明の第４の実施例
を示す概略回路図である。図６に示すように、本実施例
の基本構成は実施例１のものと共通であり、共通する部
分には同一の符号を付して説明は省略し、本実施例の特
徴となる部分についてのみ説明する。本実施例の電源装
置では、実施例１の構成において、ダイオードブリッジ
ＤＢの入力端間に帰還巻線ｎとコンデンサＣ1 との直列
回路を接続する代わりに、帰還巻線ｎを有する帰還回路
３をダイオードブリッジＤＢの出力端と谷埋電源回路１
との間に直列接続している点に特徴を有するものであ
る。
を示す概略回路図である。図６に示すように、本実施例
の基本構成は実施例１のものと共通であり、共通する部
分には同一の符号を付して説明は省略し、本実施例の特
徴となる部分についてのみ説明する。本実施例の電源装
置では、実施例１の構成において、ダイオードブリッジ
ＤＢの入力端間に帰還巻線ｎとコンデンサＣ1 との直列
回路を接続する代わりに、帰還巻線ｎを有する帰還回路
３をダイオードブリッジＤＢの出力端と谷埋電源回路１
との間に直列接続している点に特徴を有するものであ
る。
【００３７】具体的には、図７の回路図に示すように、
帰還回路３を図１３の従来構成における帰還回路３と同
じ構成としている。すなわち、本実施例の電源装置で
は、図１３の従来構成において、ダイオードブリッジＤ
Ｂの出力端とインバータ回路ＩＮＶとの間に谷埋電源回
路１を設けている。なお、他の構成については図１３の
従来構成と共通である。
帰還回路３を図１３の従来構成における帰還回路３と同
じ構成としている。すなわち、本実施例の電源装置で
は、図１３の従来構成において、ダイオードブリッジＤ
Ｂの出力端とインバータ回路ＩＮＶとの間に谷埋電源回
路１を設けている。なお、他の構成については図１３の
従来構成と共通である。
【００３８】本実施例の電源装置は、図１３の従来構成
において説明したように、インバータ回路ＩＮＶの帰還
用のトランスＴｂの２次巻線ｎ2 とコンデンサＣｒとを
一対のダイオードＤ6 ，Ｄ7 のアノード間に並列に接続
して帰還回路３を構成しており、交流電源ＡＣの電源電
圧をダイオードブリッジＤＢにより全波整流し、得られ
た脈流電圧に上記帰還回路３によって高周波電圧を重畳
してダイオードＤ6 ，Ｄ7 を交互に高周波的にオンさせ
て入力電流歪を改善することができる。また、帰還回路
３を構成するコンデンサＣｒが、ダイオードブリッジＤ
Ｂから出力される脈流電圧の山部と谷部とでインバータ
回路ＩＮＶへトランスＴｂを介して関与する度合いが異
なるため、脈流電圧の山部ではコンデンサＣｒによるイ
ンバータ回路ＩＮＶの共振動作への影響は少ないが、谷
部においてはその影響が大きくなり、図２（ｂ）に示す
ような波形の負荷電流が流れるような動作をする。しか
しながら、本実施例ではダイオードブリッジＤＢとイン
バータ回路ＩＮＶとの間には谷埋電源回路１が設けてあ
るため、上述の実施例１〜３の場合と同様に図２（ｃ）
に示すような波形の負荷電流を流すような動作をするか
ら、これら相反する２つの回路動作によって、本実施例
の電源装置としては、図２（ｄ）に示すような実施例１
〜３と同様の波形の負荷電流が流れることになる。
において説明したように、インバータ回路ＩＮＶの帰還
用のトランスＴｂの２次巻線ｎ2 とコンデンサＣｒとを
一対のダイオードＤ6 ，Ｄ7 のアノード間に並列に接続
して帰還回路３を構成しており、交流電源ＡＣの電源電
圧をダイオードブリッジＤＢにより全波整流し、得られ
た脈流電圧に上記帰還回路３によって高周波電圧を重畳
してダイオードＤ6 ，Ｄ7 を交互に高周波的にオンさせ
て入力電流歪を改善することができる。また、帰還回路
３を構成するコンデンサＣｒが、ダイオードブリッジＤ
Ｂから出力される脈流電圧の山部と谷部とでインバータ
回路ＩＮＶへトランスＴｂを介して関与する度合いが異
なるため、脈流電圧の山部ではコンデンサＣｒによるイ
ンバータ回路ＩＮＶの共振動作への影響は少ないが、谷
部においてはその影響が大きくなり、図２（ｂ）に示す
ような波形の負荷電流が流れるような動作をする。しか
しながら、本実施例ではダイオードブリッジＤＢとイン
バータ回路ＩＮＶとの間には谷埋電源回路１が設けてあ
るため、上述の実施例１〜３の場合と同様に図２（ｃ）
に示すような波形の負荷電流を流すような動作をするか
ら、これら相反する２つの回路動作によって、本実施例
の電源装置としては、図２（ｄ）に示すような実施例１
〜３と同様の波形の負荷電流が流れることになる。
【００３９】なお、図６の点線にて記したように、帰還
回路３をダイオードブリッジＤＢの出力側に接続するよ
うにしてもよい。この場合には帰還回路３とダイオード
ブリッジＤＢとの間にコンデンサＣ1 を並列に接続す
る。ところで、谷埋電源回路１の構成としては、上述の
実施例１〜４における構成の他にも図８に示すような回
路構成であってもよい。すなわち、ダイオードブリッジ
ＤＢの出力端の正極にコンデンサＣａ1 ，Ｃａ2 の一端
を接続するとともに負極にコンデンサＣｃ1 ，Ｃｃ2 の
一端を接続し、コンデンサＣｂ1 とダイオードＤａ1 と
の直列回路をダイオードＤａ1 のカソードをコンデンサ
Ｃｃ1 の他端側としてコンデンサＣａ1 ，Ｃｃ1 に直列
接続し、且つ、コンデンサＣｂ2 とダイオードＤａ2 と
の直列回路をダイオードＤａ2 のアノードをコンデンサ
Ｃａ2の他端側としてコンデンサＣａ2 ，Ｃｃ2 に直列
接続し、さらに、ダイオードＤａ1 のアノードにダイオ
ードＤｃ1 のカソードを接続するとともにダイオードブ
リッジＤＢの出力端の負極にダイオードＤｃ1 のアノー
ドを接続し、また、ダイオードＤａ2 のカソードにダイ
オードＤｃ2 のアノードを接続するとともにダイオード
Ｄｃ2 のカソードをダイオードブリッジＤＢの出力端の
正極に接続し、そして、ダイオードＤａ1 のカソードに
ダイオードＤｂのアノードを接続するとともにダイオー
ドＤｂのカソードをダイオードＤａ2 のアノードに接続
して谷埋電源回路１’を構成してもよい。
回路３をダイオードブリッジＤＢの出力側に接続するよ
うにしてもよい。この場合には帰還回路３とダイオード
ブリッジＤＢとの間にコンデンサＣ1 を並列に接続す
る。ところで、谷埋電源回路１の構成としては、上述の
実施例１〜４における構成の他にも図８に示すような回
路構成であってもよい。すなわち、ダイオードブリッジ
ＤＢの出力端の正極にコンデンサＣａ1 ，Ｃａ2 の一端
を接続するとともに負極にコンデンサＣｃ1 ，Ｃｃ2 の
一端を接続し、コンデンサＣｂ1 とダイオードＤａ1 と
の直列回路をダイオードＤａ1 のカソードをコンデンサ
Ｃｃ1 の他端側としてコンデンサＣａ1 ，Ｃｃ1 に直列
接続し、且つ、コンデンサＣｂ2 とダイオードＤａ2 と
の直列回路をダイオードＤａ2 のアノードをコンデンサ
Ｃａ2の他端側としてコンデンサＣａ2 ，Ｃｃ2 に直列
接続し、さらに、ダイオードＤａ1 のアノードにダイオ
ードＤｃ1 のカソードを接続するとともにダイオードブ
リッジＤＢの出力端の負極にダイオードＤｃ1 のアノー
ドを接続し、また、ダイオードＤａ2 のカソードにダイ
オードＤｃ2 のアノードを接続するとともにダイオード
Ｄｃ2 のカソードをダイオードブリッジＤＢの出力端の
正極に接続し、そして、ダイオードＤａ1 のカソードに
ダイオードＤｂのアノードを接続するとともにダイオー
ドＤｂのカソードをダイオードＤａ2 のアノードに接続
して谷埋電源回路１’を構成してもよい。
【００４０】上記谷埋電源回路１’では、ダイオードブ
リッジＤＢの脈流電圧の山部でダイオードＤａ1 ，Ｄａ
2 が導通し且つダイオードＤｂ，Ｄｃ1 ，Ｄｃ2 が導通
しないから、ダイオードＤａ1 ，Ｄａ2 を介して各コン
デンサＣａ1 …が充電され、脈流電圧が低下してコンデ
ンサＣｂ2 ，Ｃｃ2 の直列回路の両端電圧より低くなる
とダイオードＤｃ2 が導通してコンデンサＣｂ2 ，Ｃｃ
2 の電荷をダイオードＤｃ2 を通して放出し、さらに、
コンデンサＣｂ2 ，Ｃｃ2 の直列回路の両端電圧が低下
してコンデンサＣｃ1 の両端電圧より下がるとダイオー
ドＤｂが導通するためにコンデンサＣｃ1 の電荷もダイ
オードＤｂを通して放出される。その結果、ダイオード
ブリッジＤＢの脈流電圧の谷部では、コンデンサＣ
ｃ1 ，Ｃｂ2，Ｃｃ2 の電荷をダイオードＤｂ，Ｄｃ2
を通して放出することによりインバータ回路ＩＮＶへの
給電を行なって、谷部における電圧を増大させて谷部を
埋めている。
リッジＤＢの脈流電圧の山部でダイオードＤａ1 ，Ｄａ
2 が導通し且つダイオードＤｂ，Ｄｃ1 ，Ｄｃ2 が導通
しないから、ダイオードＤａ1 ，Ｄａ2 を介して各コン
デンサＣａ1 …が充電され、脈流電圧が低下してコンデ
ンサＣｂ2 ，Ｃｃ2 の直列回路の両端電圧より低くなる
とダイオードＤｃ2 が導通してコンデンサＣｂ2 ，Ｃｃ
2 の電荷をダイオードＤｃ2 を通して放出し、さらに、
コンデンサＣｂ2 ，Ｃｃ2 の直列回路の両端電圧が低下
してコンデンサＣｃ1 の両端電圧より下がるとダイオー
ドＤｂが導通するためにコンデンサＣｃ1 の電荷もダイ
オードＤｂを通して放出される。その結果、ダイオード
ブリッジＤＢの脈流電圧の谷部では、コンデンサＣ
ｃ1 ，Ｃｂ2，Ｃｃ2 の電荷をダイオードＤｂ，Ｄｃ2
を通して放出することによりインバータ回路ＩＮＶへの
給電を行なって、谷部における電圧を増大させて谷部を
埋めている。
【００４１】なお、谷部の電圧と山部のピーク値の電圧
との割合はコンデンサＣａ1 …の容量値を適当に選択す
ることで任意に設定することができる。例えば、コンデ
ンサＣａ1 …の容量値を全て同一にした場合には、図９
に示すように、山部におけるピーク電圧Ｖａと谷部の電
圧Ｖｂとの比はＶａ：Ｖｂ＝３：２、すなわち谷部の電
圧Ｖｂがピーク電圧Ｖａの３分の２となる。この場合に
は、山部の電圧と谷部の電圧との瞬時値が略等しくなる
から、負荷Ｌへの供給出力の変動をより低減させること
ができるという利点がある。
との割合はコンデンサＣａ1 …の容量値を適当に選択す
ることで任意に設定することができる。例えば、コンデ
ンサＣａ1 …の容量値を全て同一にした場合には、図９
に示すように、山部におけるピーク電圧Ｖａと谷部の電
圧Ｖｂとの比はＶａ：Ｖｂ＝３：２、すなわち谷部の電
圧Ｖｂがピーク電圧Ｖａの３分の２となる。この場合に
は、山部の電圧と谷部の電圧との瞬時値が略等しくなる
から、負荷Ｌへの供給出力の変動をより低減させること
ができるという利点がある。
【００４２】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源から供給さ
れる交流出力を整流する整流部と、整流部からの脈流出
力のピーク値とピーク値との間の出力値をピーク値に対
して所定の割合まで増大させる谷埋電源部と、この谷埋
電源部の出力を高周波出力に変換して負荷に供給するイ
ンバータ部と、インバータ部からの高周波出力を帰還し
て整流部からの出力に高周波出力を重畳する高周波帰還
部とを備えたので、整流部からの脈流出力がピーク値と
成る近傍の山部と、この山部と山部との間の谷部とで高
周波帰還部によるインバータ部の高周波出力への影響の
度合いが変動して上記谷部にてインバータ部の高周波出
力が最大となり上記山部にて最小となるようなインバー
タ部の動作と、整流部からの脈流出力の上記谷部を山部
に対して所定の割合に増大させる谷埋電源部の動作との
相反する動作が組み合わさることになり、結果的にイン
バータ部からの高周波出力のピーク値が抑えられて負荷
への供給出力の変動を低減して安定した高周波出力を得
ることができるという効果がある。
れる交流出力を整流する整流部と、整流部からの脈流出
力のピーク値とピーク値との間の出力値をピーク値に対
して所定の割合まで増大させる谷埋電源部と、この谷埋
電源部の出力を高周波出力に変換して負荷に供給するイ
ンバータ部と、インバータ部からの高周波出力を帰還し
て整流部からの出力に高周波出力を重畳する高周波帰還
部とを備えたので、整流部からの脈流出力がピーク値と
成る近傍の山部と、この山部と山部との間の谷部とで高
周波帰還部によるインバータ部の高周波出力への影響の
度合いが変動して上記谷部にてインバータ部の高周波出
力が最大となり上記山部にて最小となるようなインバー
タ部の動作と、整流部からの脈流出力の上記谷部を山部
に対して所定の割合に増大させる谷埋電源部の動作との
相反する動作が組み合わさることになり、結果的にイン
バータ部からの高周波出力のピーク値が抑えられて負荷
への供給出力の変動を低減して安定した高周波出力を得
ることができるという効果がある。
【００４３】請求項２の発明は、整流部からの脈流出力
により充電されるコンデンサと、コンデンサの充放電を
切り換えるダイオードとで谷埋電源部を構成したので、
簡単な構成により谷埋電源部を構成することができると
いう効果がある。請求項３の発明は、整流部の出力端の
正極に一端が接続された第１のコンデンサと、整流部の
出力端の負極に一端が接続された第２のコンデンサと、
第１のコンデンサの他端にアノードが接続されるととも
に第２のコンデンサの他端にカソードが接続された第１
のダイオードと、第１のダイオードのカソードにアノー
ドが接続され整流部の出力端の正極にカソードが接続さ
れた第２のダイオードと、第１のダイオードのアノード
にカソードが接続され整流部の負極にアノードが接続さ
れた第３のダイオードとで谷埋電源部を構成したので、
第１及び第２のコンデンサの容量値の組み合わせに応じ
て整流部の脈流出力のピーク値に対してピーク値間の出
力値を任意の割合まで増大させることができるという効
果がある。
により充電されるコンデンサと、コンデンサの充放電を
切り換えるダイオードとで谷埋電源部を構成したので、
簡単な構成により谷埋電源部を構成することができると
いう効果がある。請求項３の発明は、整流部の出力端の
正極に一端が接続された第１のコンデンサと、整流部の
出力端の負極に一端が接続された第２のコンデンサと、
第１のコンデンサの他端にアノードが接続されるととも
に第２のコンデンサの他端にカソードが接続された第１
のダイオードと、第１のダイオードのカソードにアノー
ドが接続され整流部の出力端の正極にカソードが接続さ
れた第２のダイオードと、第１のダイオードのアノード
にカソードが接続され整流部の負極にアノードが接続さ
れた第３のダイオードとで谷埋電源部を構成したので、
第１及び第２のコンデンサの容量値の組み合わせに応じ
て整流部の脈流出力のピーク値に対してピーク値間の出
力値を任意の割合まで増大させることができるという効
果がある。
【００４４】請求項４の発明は、谷埋電源部が整流部か
らの脈流出力のピーク値とピーク値との間の出力値をピ
ーク値に対して略３分の２の割合まで増大させたので、
脈流出力のピーク値とピーク値間の出力値の瞬時値を略
等しくすることができ、負荷への供給出力の変動をより
低減させることができるという効果がある。請求項５の
発明は、谷埋電源部を構成するコンデンサに抵抗を直列
接続したので、コンデンサが高周波の急峻な出力により
充電されるのを抑制できるという効果がある。
らの脈流出力のピーク値とピーク値との間の出力値をピ
ーク値に対して略３分の２の割合まで増大させたので、
脈流出力のピーク値とピーク値間の出力値の瞬時値を略
等しくすることができ、負荷への供給出力の変動をより
低減させることができるという効果がある。請求項５の
発明は、谷埋電源部を構成するコンデンサに抵抗を直列
接続したので、コンデンサが高周波の急峻な出力により
充電されるのを抑制できるという効果がある。
【００４５】請求項６の発明は、インバータ部の高周波
出力を帰還するための帰還巻線と帰還用コンデンサとの
直列回路から成る高周波帰還部を整流部の入力端間に接
続したので、簡単な構成によりインバータ部の高周波出
力を整流部からの出力に重畳することができるという効
果がある。請求項７の発明は、インバータ部の高周波出
力を帰還するための帰還巻線と帰還用コンデンサとの直
列回路から成る高周波帰還部を整流部とインバータ部と
の間に並列に接続するとともに高周波帰還部とインバー
タ部との間に整流部からの出力をインバータ部に供給す
る整流素子を備えたので、整流部からの出力と電源部の
出力との大小関係によって整流素子の導通／非導通が切
り換わることになり、交流電源の交流電圧の一周期の略
全域にわたって交流電源から入力電流を流すことが可能
となり、入力電流の休止期間をなくすことができるとい
う効果がある。
出力を帰還するための帰還巻線と帰還用コンデンサとの
直列回路から成る高周波帰還部を整流部の入力端間に接
続したので、簡単な構成によりインバータ部の高周波出
力を整流部からの出力に重畳することができるという効
果がある。請求項７の発明は、インバータ部の高周波出
力を帰還するための帰還巻線と帰還用コンデンサとの直
列回路から成る高周波帰還部を整流部とインバータ部と
の間に並列に接続するとともに高周波帰還部とインバー
タ部との間に整流部からの出力をインバータ部に供給す
る整流素子を備えたので、整流部からの出力と電源部の
出力との大小関係によって整流素子の導通／非導通が切
り換わることになり、交流電源の交流電圧の一周期の略
全域にわたって交流電源から入力電流を流すことが可能
となり、入力電流の休止期間をなくすことができるとい
う効果がある。
【００４６】請求項８の発明は、整流部とインバータ部
との間に高周波帰還部を直列接続したので、電源投入時
の突入電流を低減することができるという効果がある。
との間に高周波帰還部を直列接続したので、電源投入時
の突入電流を低減することができるという効果がある。
【図１】実施例１を示す概略回路図である。
【図２】同上の動作を説明する説明図である。
【図３】実施例２を示す具体回路図である。
【図４】同上における谷埋電源回路の他の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図５】実施例３を示す具体回路図である。
【図６】実施例４を示す概略回路図である。
【図７】同上の具体回路図である。
【図８】同上における谷埋電源回路の他の構成を示す回
路図である。
路図である。
【図９】同上の動作を説明する説明図である。
【図１０】従来例を示す具体回路図である。
【図１１】他の従来例を示す具体回路図である。
【図１２】さらに他の従来例を示す概略ブロック図であ
る。
る。
【図１３】同上の具体回路図である。
【図１４】別の従来例を示す具体回路図である。
【図１５】同上の動作を説明する説明図である。
ＡＣ 交流電源 ＤＢ ダイオードブリッジ ＩＮＶ インバータ回路 Ｌ 負荷 ｎ 帰還巻線 Ｃ1 コンデンサ １ 谷埋電源回路
Claims (8)
- 【請求項１】 交流電源から供給される交流出力を整流
する整流部と、整流部からの脈流出力のピーク値とピー
ク値との間の出力値をピーク値に対して所定の割合まで
増大させる谷埋電源部と、この谷埋電源部の出力を高周
波出力に変換して負荷に供給するインバータ部と、イン
バータ部からの高周波出力を帰還して整流部からの出力
に高周波出力を重畳する高周波帰還部とを備えたことを
特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 整流部からの脈流出力により充電される
コンデンサと、コンデンサの充放電を切り換えるダイオ
ードとで谷埋電源部を構成したことを特徴とする請求項
１記載の電源装置。 - 【請求項３】 整流部の出力端の正極に一端が接続され
た第１のコンデンサと、整流部の出力端の負極に一端が
接続された第２のコンデンサと、第１のコンデンサの他
端にアノードが接続されるとともに第２のコンデンサの
他端にカソードが接続された第１のダイオードと、第１
のダイオードのカソードにアノードが接続され整流部の
出力端の正極にカソードが接続された第２のダイオード
と、第１のダイオードのアノードにカソードが接続され
整流部の負極にアノードが接続された第３のダイオード
とで谷埋電源部を構成したことを特徴とする請求項２記
載の電源装置。 - 【請求項４】 谷埋電源部が整流部からの脈流出力のピ
ーク値とピーク値との間の出力値をピーク値に対して略
３分の２の割合まで増大させて成ることを特徴とする請
求項１又は請求項２記載の電源装置。 - 【請求項５】 谷埋電源部を構成するコンデンサに抵抗
を直列接続したことを特徴とする請求項２乃至請求項４
記載の電源装置。 - 【請求項６】 インバータ部の高周波出力を帰還するた
めの帰還巻線と帰還用コンデンサとの直列回路から成る
高周波帰還部を整流部の入力端間に接続したことを特徴
とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項７】 インバータ部の高周波出力を帰還するた
めの帰還巻線と帰還用コンデンサとの直列回路から成る
高周波帰還部を整流部とインバータ部との間に並列に接
続するとともに高周波帰還部とインバータ部との間に整
流部からの出力をインバータ部に供給する整流素子を備
えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項８】 整流部とインバータ部との間に高周波帰
還部を直列接続して成ることを特徴とする請求項１記載
の電源装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6291754A JPH08149846A (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | 電源装置 |
| DE19508468A DE19508468B4 (de) | 1994-11-25 | 1995-03-09 | Stromversorgungseinrichtung |
| CN95100590A CN1040599C (zh) | 1994-11-25 | 1995-03-16 | 电源装置 |
| US08/891,060 US5771159A (en) | 1994-11-25 | 1997-07-10 | Power supply device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6291754A JPH08149846A (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08149846A true JPH08149846A (ja) | 1996-06-07 |
Family
ID=17772989
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6291754A Withdrawn JPH08149846A (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08149846A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2464497A (en) * | 2008-10-17 | 2010-04-21 | Kaoyi Electronic Co Ltd | Fluorescent light electronic ballast circuit |
-
1994
- 1994-11-25 JP JP6291754A patent/JPH08149846A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2464497A (en) * | 2008-10-17 | 2010-04-21 | Kaoyi Electronic Co Ltd | Fluorescent light electronic ballast circuit |
| GB2464497B (en) * | 2008-10-17 | 2013-07-31 | Kaoyi Electronic Co Ltd | Fluorescent light electronic ballast circuit |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020205 |