JPS6115577A - 速度サ−ボ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明はフロッピーディスクを駆動するモータ等に適
用して好適なモータの速度サーボ回路。

特に過渡特性の優れた速度サーボ回路に関する。

背景技術とその問題点 モータの回転速度を基準の回転速度に制御するために使
用される速度サーボ回路は一般に第２図に示すように構
成される。

制御対象たるモータ（１）にはモータ（１）の回転速度
に比例した回転信号ＳＭを得る周波数発電機（ＦＧ）等
の回転信号発生手段（２）が設けられ、この回転信号Ｓ
Ｍと端子（３）に供給された基準信号５ＲＥＰ−とが速
度偏差形成手段（４）に供給されて、基準信号５ＲＥＰ
に対するモータ回転速度の偏差量（ＰＷＭ信号）が求め
られ、この速度偏差信号ΔＶがローパスフィルタ（５）
にて直流制御電圧ＶＣＴＬに変換され、変換されたこの
直流制御電圧ＶｃＴＬがモータドライバー（６）に供給
されることによって、モータ（１）は基準信号５ＲＥＦ
に対応した回転速度にコントロールされる。

さて、このような速度サーボ回路ａ０では、周知のよう
にモータ（１）の回転の立上り、すなわち過渡特性が悪
（、オーバーシュートしてしまうので整定時間が長くか
かるという欠点がある。

すなわち、第２図に示す速度サーボ回路００）のよちな
フィードバンク制御系は、第３図に示すような制御ブロ
ックとして表わすことができる。同図で、ωはフィード
バック制御後のモータ１１＋の回転周波数、ωｒｅｆは
基準周波数であ−、で、１：１−バスフィルタ（５）及
びモータドライバー（６）をａめノこ］；−タ（１１は
夫々−次遅れ要素として表わされることから、このフィ
ードバンク制御系の伝達関数は次のようになる。

・・・・（１） 山弐の分母を ｆ　ｆｓ）＝Ｔｔ　Ｔ２　ｓ２＋　（Ｔ１４−Ｔ２）　
：：　１−ＡＫ＋　＋１・・・・（２） とおけば、（２）式をダンピングファクタξ・６−使用
して表わすと（３）式のようになる。

ｆ　（Ｓ）　＝　Ｔ　Ｉ　Ｔ　２　　（ｓ　２＋　２ξ
ω１１Ｓ」ωｎ　’　）・・・・に（） ダンピングファクタξが１より小さりコ１ば小さいほど
、モータ回転数の立上り時の；イーバーシュートが大き
くなり、逆にξ〉１であれぽオー・パーシュートが小さ
くなるか、若しくは零に１“ることができる。

ここで、（２）式は次のように変形できる。

・・・・（４） （３）式との関係から、 となる。モータ回転数制御の場合、通常Ｔ　１　＜＜　
７２であることから、（５）式は（７）式のように変形
できる。

オーバーシュート量は（７）式の分子と分母の比によっ
て決まり、通常はに１が充分大きいために、ξ〈１．０
　　　　　　　　　　　　・・・・（１；）従って、従
来のフィードバック制御系では、（８）式から明らかな
ように必ずオーバーシブ、−トが発生する。

なお、比例ゲインに工を小さくすれば、オーバーシュー
トを抑圧することができるが１、τの比例ゲインに１は
モータ回転数の定常偏差と反比例する関係にあり、比例
ゲインに１を小さくするとそれだけ定常偏差が大きくな
り、このため一般的には定常偏差を小さくしてオーバー
シフ、−トの発生も余儀なしとしていた。従って、当然
ながら整定時間が長い。

第４図は従来回路におけるモニタ回転数の立」−り特性
を示すもので、この例ではＫｔ　　−５としたときの過
渡特性であって、オーパージＪ、−１・が発生し、目標
の回転数に到達するまでの整定時間が相当長いことが判
る。

発明の目的 そこで、この発明では、定常偏差を劣化さ・けることな
く、オーバーシュートを抑えて過渡特性を改善したもの
である。

発明の概要 そのため、この発明ではフィードバック制御系に微分制
御系を導入したものである。

微分制御系を導入することにより、後述する理由によっ
てオーバーシュートが抑えられる。このとき比例ゲイン
に１は変更しないので定常偏差は大きくならない。

実施例 続いて、この発明に係るモータの速度サーボ回路につい
て第１図及び第５図以下を参照して詳細に説明する。

第１図はこの発明に係るモータの速度サーボ回路αＯ）
の−例を示すものであって、これは第２図の従来回路に
適用した場合である。速度偏差信号の形成手段（４）は
デジタル処理構成のものが使用され、この形成手段（４
）には速度偏差信号の微分特性を付与する手段、この例
ではデジタル微分回路（特に図示せず）が設番ノられる
。

第５図は第１図に示す速度サーボ回路００）における伝
達関数を求めるためのフィードバック制御系を示すもの
で、この場合微分回路を挿入するごとによってｓｋなる
微分要素が加わったものとして表わすことができる。

このときの伝達関数は（８）式となる。

・・・・（８） ｆ（Ｓ）＝Ｔ１Ｔ２　ｓ２＋（Ｔｌ　＋Ｔ２　＋Ａｋ）
　ｓ　＋ＡＩ（を月ｆｆ３）＝Ｔｘ　Ｔ２　　（ｓ２＋
２ξ６）ｎＳ　＋ωｎ　２）　　　　　　”＝　　（１
０）ここに、 である。

さて、（１２）式において、ｋは微分ゲインを表わすも
のであるから、このｋを大きくすれば、ダンビンダファ
クタξを１よりも大きくすることができる。ξ〉１であ
ればダンピング効果が大きくなるので、このｋを適当な
値にすることによってオーバーシュートを完全になくす
ことが可能である。

第６図の曲線７！１はに＝８としたときの過渡特性を示
す。このように、微分制御系を付加することで、オーバ
ーシュートを改善でき、それだけモータ（１）の整定時
間を短縮できる。図の例では整定時間は約２．０秒であ
る。

この場合比例ゲインに１を従来よりも大きくすると、例
えばに＋＝２０位にすると定常偏差も改善でき、曲線β
１の場合、目標回転数が４０Ｏｒｐｍのとき、実際のモ
ータ回転数は３９４ｒｐｍとなる。

第７図はこの発明に係る速度サーボ回路０１１１の他の
例を示すもので、この例は過渡特性の改善に加え、定常
偏差も改善した例である。

回転信号発生手段（２）より得られた回転信号Ｓｒ＋と
端子（３）に供給された基準信号５ＩＩＥＰが第１の信
号形成手段（１１）に供給されて、！＆べに周波数ωｔ
ｅｌに対するモータ（１１の回転速度偏差に対応したパ
ルス幅を有する第１の速度偏差信号Ｓ１が形成さ引する
。第１の信号形成手段（１１）には微分要素が含まれて
いる。この第１の速度偏差量′；３Ｓ１は基／１ｒ′。

信号５ＲＥＦが速度偏差に応じてパルス幅変調されたパ
ルス信号であって、第２図に示ず速度偏差信号ΔＶに対
応する。

第１の速度偏差信号Ｓ１は端子（１２）に加えられた基
準クロックＣＫａと共に、第２の信“づ−形成手段（１
３）に供給されて、回転信号ＳＨの回転周期ごとに、速
度偏差の極性に対応した極性と速度偏差量に対応したパ
ルス幅を有する第２の速度偏差信号Ｓ２が形成される。

基準クロックＣＫａは後述するように、モータ（１）が
基準回転速度に達したときに得られる回転信号ｓＭの周
波数よりも高い周波数に選定され、また速度偏差の極性
とは、この例では基２１へ回転速度よりも速いときを正
極性とし、遅いときを負極性とする。このため、基準回
転速度よりも速いとき、第２の速度偏差信号Ｓ２はその
速度偏差量に応じたパルス幅を有する正極性のパルス信
号が得られ、これとは逆に基準回転速度よりも遅いとき
には、その速度偏差量に応じたパルス幅を有する負極性
の第２の速度偏差信号Ｓ２が得られる。また、この正又
は負極性のパルスは回転信号ｓＭの回転周期ごとに得ら
れる。

第２の速度偏差信号Ｓ２はさらに第３の信号形成手段（
１４）に供給されて第２の速度偏差信号Ｓ２ノハルス幅
と極性に対応してモータコントロール電圧Ｖｃｖｔ　　
（ＤＣ電圧）のＤＣレベルがコントロールされる。すな
わち、第２の速度偏差信号ｓ２が正極性のパルス信号で
ある場合にはモータコントロール電圧ｖｃｔｔ、のＤＣ
レベルが基準値よりも低くなるようにコントロールされ
、逆の場合には基準値よりも高くなるようにコントロー
ルされる。

従って、モータコントロール電圧ＶｃＴＬによってモー
タドライバー（６）が駆動されてモータ（１）が基準回
転速度にコントロールされる。

さて、第２の速度偏差信号Ｓ２によっ゛Ｃコン１０−ル
電圧ＶｃＴＬのＤＣレベルは増減するものであるから、
第２及び第３の信号形成手段（ＩＩ）　。

（１３）は一種の積分回路とみなすことができる。

説明の都合上、微分要素及びローパスフィルタ（５）の
−次遅れ要素を除外して、定常偏差のみについて考察す
ると、この場合の伝達関数を示すフィードハック制御系
は第８図に示すように積分要素に２／５（Ｋ２は積分ゲ
イン）を含んだゾ１ドックとして表わすことができ、ω
とωｒｅｆとの関１．＋Ｍ　＋；Ｉ、となり、このとき
ｊ　−＊　ｏｏでのωの仙番、１、−　ωｒｅｆ　　　
　　　　　　　　　　　・・・・（１５）となり、偏差
Δωは、 Δ　ω　−ω、。量　−ω　ｒｅｆ＝０　　　　　　　
　　　　　　　　　　　・・　・・　　（１６）となっ
て、定常偏差Δωは零になる。

このため、第７図に示す速度サーボ回路α０）では基準
信号５ＲＥＦに完全に比例した基準回転速度にモータ（
１）をコントロールすることができる。従って、このと
きの過渡特性は第６図曲線β２のようになる。

第９図は第２図に示す従来の速度サーボ回路００に第７
図に示す技術を応用した場合であって、この場合には第
１の速度偏差信号Ｓ１が第２図の速度偏差信号ΔＶにな
ることから、第３の信号形成手段（４）の出力であるコ
ントロール電圧（Ｖ３とする）とローパスフィルタ（５
）で平滑されたコントロール電圧（Ｖｔとする）が混合
回路（１５）で重畳され、重畳されたこのコントロール
電圧■ｃＴＬカモータドライバー（６）に供給される。

この構成によっても、過渡特性及び定常偏差を改善する
ことができる。

続いて、この発明の詳細な説明する。第１０図は第９図
に対応する実施例であって、その要部のみ示す。

この実施例は第１及び第２の速度偏差信号＜Ｅｌｌ。

Ｓ２をデジタル的に形成するようにし７だ場合であって
、第１の信号形成手段（１１）は計測カウンタ（２１）
　、バイアスデータ用メモリ　（又は【／ジスタ）（２
２）及びデータカウンタ（２３）を有し７、ａ［渕カウ
ンタ（２１）には回転信号ｓｔ１番、二１司Ｊｉｌｔ　
ｔ−、どバイアスデータ（初期データ）がロードされ、
データカウンタ（２３）にはやはりこの回転信！＋ｔ’
　Ｓ　ｔｌに同町して計測カウンタ（２１）の計測デー
タが１ドーＩ・される。

そのため、回転信号ＳＭ　　（第［［図へ）は？（日の
モノマルチ（２５）に供給されて、そのλγ１゛りに同
期した第１のマルチ出力Ｍ１（同図「３）が形成；）れ
ると共に、この第１のマルチ出力Ｍ、かさらに第２のモ
ノマルチ（２６）に供給されてぞの１γ、［−４りに同
期した第２のマルチ出力Ｍ２（同図０）が形成される。

第２のマルチ出力Ｍ２はＮビットの計測カウンタ（２１
）に対するロードパルスとして使用サレ、第２のマルチ
出力Ｍ２のローレベルの期間にバイアスデータがロード
される。バイアスデータは計測カウンタ（２１）が一度
キャリーを出してから２）ト１の値となる時点が目標の
回転数となるような所定の値２Ｍ　　（Ｍ＜Ｎ）に設定
される。

第１のマルチ出力Ｍ１は計測カウンタ（２１）に対する
クロックＣＩ（ｂをゲートするゲートパルスとして使用
され、そのためこのクロックＣＫｂと第１のマルチ出力
Ｍ１がアントゲ−１−（２７）に供給される。ａ１測カ
ウンタ（２１）の動作をアナログ的に図示すれば第１１
図りのようになり、第２のマルチ出力Ｍ２でロードされ
たバイアスデータはこの第２のマルチ出力Ｍ２がハイレ
ベルになった時からカウントアンプ動作が開始し、回転
信号ｓＭの１回転周期内で計測カウンタ（２１）がフル
カウントになった後再びカウントアンプ動作が継続し、
次に得られる第１のマルチ出力Ｍ１の時点で計測カウン
タ（２１）の計測データがデジタル微分回路（４０）に
供給される。

この例では、第１の定数器（４１）と、計測カウンタ（
２１）よりｉυられる１時点前の計測データをメモリす
るメモリ回路（４２）と、メ：［、り回１／Ｊｉ（４２
）より出力された１時点前の計測データ（・ｌｌ″対Ｊ
マ〕定数器（第２の定数器）　　（４３）と、第１１（
Ｉびり（２の定数器出力を減算する減算器（４４）とで
ｊ”１．（分目１１８（４０）が構成される。第１の定
数器（旧）の微分ゲイン（定数）をｋ　（ｋは１以上の
適当ｌｃ　ＴＫ数値）としたとき、第２の定数器（４３
）の微分ゲインは（ｋ−１）に選定される。

メモリ回路（４２）への計測データのストアは第１のマ
ルチ出力Ｍ１によって行なわれる。

さて、微分要素ｓｋを介在させたとき＋Ｊ、入／、１（
ωｒｅ＋−ω）が次のように変更されて１１　ｊＡ；す
るうソチ回路（２８）に供給される。

今、ある制御時点のモータ回転周波数をω１１．１時点
前のモータ回転周波数をω旧とすれば、微分回路（４０
）を設けることによってその出力ω′（ランチ回路（２
８）への入力）は、 ω′−ｋ（ωｒｅｆ−ωｎ　）　　　（ｋ　　１　）　
　（ω＋ａｍ−１ｋｌｎ−ｘ）−ωｒｅｆ−ωｎ（ｋ−
１）ωＩ、　＋（ｌｃ−１）ω１１−１−−ωｒｅｆ−
ωｎ（ｋ−１）（（ｄｒ＋−一ωｎ−１）・・・・（１
７） 一方、微分目Ｖ＆（４０）を設けない場合には、ω′−
ωｒｅｌ−ωｎ　　　　　　　・・・・（１８）である
。

（１７）式の右辺第３項の（ｋ−１）　　（ωｎ　−ω
ｎ−ｔ）はｄω／ｄｔと等しいことから、微分回路（４
０）を設＆Ｊることによって、出力ω′は微分特性が付
与された状態で出力されることになる。

このように出力ω′に微分特性を付与する場合には、上
述したようなダンピング効果が得られる。

微分特性がイ；ＪＬｊ、された計測カウンタ（２１）の
出力、すなわちｄ１測データはラッチ回路（２８）でラ
ーソチされる。ラッチされた計測データをアナログ的に
図示すると、第１１図Ｅのようになる。

第１のマルチ出力Ｍ１が得られる時点での計測データは
回転信号ｓＭの周期、すなわちモータ（］）の回転数の
速さに応じて変化する。モータ回転数が速いときはそれ
だけ１回転周期が短かくなるので、ラッチされる計測デ
ータは小さく、これとは逆にモータ回転数が遅いときは
それだけ１回転周期が長くなるのでこのときの計測デー
タは大きくなる。

ラッチされた計測データはＮピッ］・のデータカウンタ
（２３）にロードされる。そのため、データカウンタ（
２３）には端子（３２）に得られるクロック　ＣＫａ’
　　（ＣＫａと同一でも相違してもよい）が供給される
と共に、分周器（３３）に供給されて、これが１／２Ｎ
に分周されて第１２図Ｂに示す基準クロックＣＫａが形
成され、この基準クロックＣＫａの立下りタイミングに
同期してランチされたｄ１測データがロードされる。

データロード後はクロック　ＣＫａ’によって１３−ド
された計測データがカウントアツプされ、カウントアツ
プされたカウントデータのうらＭＳＢに゛ソト示すＭＳ
ＢパルスＰＭ　　（第１２図Ａ）とりしＩツクＣＫａが
パルス形成手段（３０）に供給されて、第１の速度偏差
信号Ｓ１が形成される。

ＭＳＢパルスｐＭはデータカウンタ（２３）のカウント
データが、θ〜２Ｎ−１の間は”　（１’で、２Ｎ−１
〜２Ｎ−１の間は１″となるデー１、−テ・−５０％の
パルスであって、しかもデータカウンタ（２３）と分周
器（３３）とは同一のクロック　ＣＫａ’で駆動される
ものであるから、１／２Ｎに分周された基準クロックＣ
ＫａとＭＳＢパルスＰＭとはそのパルス周期が一致する
。

ただし、基準クロックＣＫａに対するＭＳＢパルスＰＭ
の位相はデータカウンタ（２３）にロードされる計測デ
ータの大小によって相違する。ずなわち、モータ（１１
の回転数が速いときは第１のマルチ出力Ｍ１によってラ
ッチされる計測データは２Ｎ−１以下の値であるから、
そのときのＭＳＢパルスＰＭは０″であり、データカウ
ンタ（２３）にロードされる計測データが２Ｎ−１にな
るまでは“０”のままである（第１２図Ａ、Ｂ参照）。

なお、データカウンタ（２３）はリミッタ付きデータカ
ウンタが使用され、演算の結果ポローが発生ずるようで
あれば、カウントデータが強制的にＯにセットされ、キ
ャリーが発生するようであれば、２Ｎ−１がセットされ
る。

パルス形成手段（３０）はフリツプフロツプ等で構成す
ることができ、ＭＳＢパルスＰＭの立下りでセントし、
基準クロック（Ｊａの立１・りでリセットさせるように
しておけば、第１２図Ａ、Ｂの位相関係にあるときは、
同図Ｃに示すような第１のｊ１！度偏差信号Ｓユが出力
される。

これに対し、モータ（１）の回転数が遅いときにはデー
タカウンタ（２３）にロードされる計測データは２Ｎ−
１以上になっているので、基準クロックＣＫａのタイミ
ングでみれば、そのときのＭ　Ｓ　Ｔ３パルスｐｈは１
′になっている（第１２図１））。従って、このとき得
られる第１の速度偏差信号Ｓ１は同図Ｅのようになり、
速度偏差に対応したパルス幅を有する信号が得られる。

ＭＳＢパルスＰｔ１及び基準クロックＣＫａはさらに第
２の信号形成手段（１３）に供給される。

第２の信号形成手段（１３）はモータ回転数が速いとき
、その速さに応じたパルス幅を自する負極性のパルスが
得られ、遅いときにはそのｊハｉさに応じたパルス幅を
有する正極性のパルスがｉＱられるようにしたものであ
って、第１３図Ｃに示すような計測データ（アナログ換
算値）の、ときにＬ：Ｉ：　、　Ｍ　Ｓ　１３パルスＰ
Ｍと基準クロックＣＫａとの位相関係は第１３図り、Ｅ
のようになるので、基準クロックＣＫａに対しＭＳＢパ
ルスＰｒ１の位相が進んでいる場合、すなわち回転数が
遅い場合には同図Ｇに示す負極性のパルスＳ２ｒ＋をも
つ第２の速度偏差信号Ｓ２が得られる。

従って、第２の信号形成手段（１３）では基準クロック
ＣＫａの立上りがＭＳＢパルスＰＭの立下りタイミング
よりも速いときに、負極性のパルスが得られることにな
る。そのパルス幅は回転数によって相違する。回転が速
いとそれだけパルス幅が広くなる。そのため、この負極
性のパルスは基準クロックの立上りタイミングからＭＳ
ＢパルスＰＭの立下りタイミングまでの期間得られるこ
とになる。

回転数が遅い場合にはＭＳＢパルスＰＭと基準クロック
ＣＫａとの位相関係は上述と逆になって、ＭＳＢパルス
ＰＭの立下りタイミングよりも基準クロック（Ｊａの立
上りが遅くなるので、正極性のパルス３２Ｐをもつ第２
の速度偏差信号Ｓ２が得られ、パルス幅は回転数が遅く
なるほどＩＩＹｉ広くなる。

このように、第２の速度偏差信号３２は回転数が基準の
回転数より速いか遅いかに対応した極性をもつと共に、
その偏差量に対応したパルス幅売有するものであり、基
準の回転数のときはＭ　Ｓ　Ｂパルス幅期間と基準クロ
ックＣＫａとがト旧・ト−なるので、正又は負極性のパ
ルスはいずれｔ）出力されｔｌ′い。

なお、第２の速度偏差信号Ｓ　ｙ　＆：ｌ’　Ｉｉ、ｉ
１転（ｉＴ　Ｓシ！、；　＋１の立下りで１周期ごとに
クリアされＹ＞　ｒ卜１ｊに５、−の１回転周期内にお
いて得た正又は負１１ム件の・旬トスＳ　２Ｐ　、　　
Ｓ　２１１は最初のパルスが得（・］れノ、：の１−）
は自己保持される。従って、回転信号Ｓ　ｆＪの１周期
Ｇ１′１個の割合でパルス３２Ｐ又は３２Ｍが生成され
る。

そして、パルス３２Ｐ　、　　Ｓ　２＋１のない区間１
＋い一二１゛れもハイインピーダンスに保持される。

第２の速度偏差信号Ｓ２は直流制御ｆ■ｉ　１−ＩＥ　
ｖ　、Ｉに変換するための第３の信号形成手段（１４）
に供給される。第３の信号形成手段（１４）はチャージ
ポンプを使用することができ、正極性のパルスＳ２Ｐで
そのパルス幅期間だけチャージ、負極性のパルス３２Ｍ
でそのパルス幅期間だけディスチャージすれば、回転数
の速度偏差に対応した直流制御電圧Ｖ３　　（第１３図
Ｈ）を得ることができる。

以上のように、第２の速度偏差信号Ｓ２に基づく直流制
御電圧■３は速度偏差が生じたときには必ずその直流レ
ベルが変更されるものであり、従って、この直流制御電
圧Ｖ３でモータ（１１の回転数を制御すれば、定に勺偏
差Δ−ωのない状態で正規の回転数に正しく制御するこ
とができる。

なお、レンジ外検出回路（３５）は計測カウンタ（２１
）のＣＮ＋１）ビット目と、（Ｎ＋２）ビット目をカウ
ントできるカウンタであって、第１のマルチ出力Ｍ１の
ローレベルの期間に、（Ｎ＋１）ビットｌ」が“０”の
ままで、”　１　”になっていなければ、モータ［１１
の回転が速すぎると判断する。

このときのレンジ外検出回路（３５）の出力でパルス形
成手段（３０）及び第２の信号形成手段（１３）を強制
的に、“■７”及び負極性パルス８２Ｎを発生させる。

これとは逆に、　（Ｎ＋２）ビットＩ：８１が“１”６
１″。

なると、モータ回転数が遅すぎると１１Ｊ　ｔｌｌｉ　
シ、このときは上述と逆の動作が強制的に行２．Ｈわれ
る。

なお、第１０図において、ＭＳＢパルス１〕１１とＪン
準クりックＣＫａに基づいて第２の速度偏差（４号Ｓ２
を形成するのではなく、第１の速度偏差信りＳｌそのも
のを利用し、これと基準クロックＣＫａ　４ご基づいて
第２の速度偏差信号Ｓ２を形成することもできる。

発明の詳細 な説明したようにこの発明によればフィードハック制御
系に微分特性付与手段を設りたので、モータ回転立上り
時における過渡特性、Ａ゛なわらオーバーシュートを抑
圧するか、名しくは完全になくすことができる。このた
め、モータ回転数が基準の回転数に至までの整定時間を
従来まりら大幅に短縮することができる。

しかも、この過渡特性の改善に際し１、比例ゲ・インに
１を小さくする必要がないため、定席偏差１）少ない。

勿論、第７図あるいは第９１２１に示すように構成する
ことによって、定席偏差もなくすことができるから、こ
の発明では回転数の立上りが早く、しかも正規の回転数
で駆動する必要のあるフロッピーディスクなどのモーフ
制御系に適用して極めて好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る速度サーボ回路の一例を示す系
統図、第２図は従来の速度サーボ回路の系統図、第３図
はその制御動作の説明に供する制御ブロック図、第４図
及び第６図はモータ回転の過渡特性図、第５図は第１図
の制御ブロック図、第７ヌ１及び第９図はこの発明に係
る速度サーボ回路の夫々化の例を示す系統図、第８図は
第７図の制御ブロック図、第１Ｏ図は第９図の具体例を
示す要部の系統図、第１１図〜第１３図は夫々その動作
説明に供する波形図である。 （１）はモータ、（２）は回転信号発生手段、（１１）
　。 （１３）　、　　（１４）は第１〜第３信号形成手段、
Ｓｔ。 Ｓｔは第１及び第２の速度偏差信号、ＶＣＴＬは制御電
圧、（４０）は微分特性付与手段たるデジタル微分回路
である。 ′−（−・−゛ 同　　松隈秀盛ｒ］ 、′１、 第９・図 第９図 第１２図 第１１図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　制御すべきモータの回転速度に比例した回転信号を得
   る回転信号発生手段と、この回転信号と基準信号からモ
   ータの速度偏差に対応した速度偏差信号を形成する信号
   形成手段と、この速度偏差信号に微分特性を付与する微
   分特性付与手段と、微分特性が付与されたこの速度偏差
   信号からモータコントロール電圧を形成する信号形成手
   段とで構成された速度サーボ回路。