JPH08314553A - 定電圧回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 簡単な構成により原電源の電圧値に極く近い
電圧までの広い範囲での定電圧出力を得る、低い遮断周
波数ｆ_T や電流増幅率β₀ のバラツキに影響されない
で、安定化電圧を得ることができる定電圧回路を提供す
る。 【構成】 電圧比較電流変換回路により所定の基準電圧
と出力電圧とを比較し、上記基準電圧に従った安定化電
圧となるような出力電流を形成し，この出力電流を電流
ミラー回路に供給して素子サイズに従った電流増幅動作
を行って上記出力電圧を形成する。 【効果】 トランジスタの電流増幅率のバラツキに影響
されないで電流増幅を行わせることができ、半導体集積
回路により形成されたトランジスタを用いても安定した
定電圧を得ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、定電圧回路に関し、
主として半導体集積回路により構成され、非安定の原電
源の電圧値に極く近い電圧までの広い範囲での定電圧出
力を得ることができる安定化電源に利用して有効な技術
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】安定化電源回路としては、出力トランジ
スタをＰＮＰトランジスタから構成することにより低飽
和電圧とし、それによって低電圧電源に適するようにし
たものがある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】一般に集積回路（Ｉ
Ｃ）プロセスで作られるＰＮＰトランジスタは、上記の
ような単体でのＰＮＰトランジスタと比較して、遮断周
波数ｆ_T が桁違いに低く、かつ電流増幅率β₀ のバラツ
キも大きい。このために、低電圧電源まで動作可能な定
電圧回路を構成する場合、上記のように外付単体のトラ
ンジスタを用いることになってしまう。このように外付
部品を用いると、必然的に外付部品点数の増加、ＩＣパ
ッケージの多ピン化となり、特に小型軽量が不可欠な携
帯用電子機器においては望ましくない結果をもたらす。

【０００４】この発明の目的は、簡単な構成により原電
源の電圧値に極く近い電圧までの広い範囲での定電圧出
力を得ることができる定電圧回路を提供することにあ
る。この発明の他の目的は、低い遮断周波数ｆ_T や電流
増幅率β₀ のバラツキに影響されないで、安定化電圧を
得ることができる定電圧回路を提供することにある。こ
の発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴は、
本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろ
う。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、電圧比較電流変換回路によ
り所定の基準電圧と出力電圧とを比較し、上記基準電圧
に従った安定化電圧となるような出力電流を形成し，こ
の出力電流を電流ミラー回路に供給して素子サイズに従
った電流増幅動作を行って上記出力電圧を形成する。

【０００６】

【作用】上記した手段によれば、トランジスタの電流増
幅率のバラツキに影響されないで電流増幅を行わせるこ
とができ、半導体集積回路により形成されたトランジス
タを用いても安定した定電圧を得ることができる。

【０００７】

【実施例】図１には、この発明に係る定電圧回路の一実
施例の回路図が示されている。同図の各回路素子は、公
知の半導体集積回路の製造技術により、それが搭載され
る半導体集積回路とともに単結晶シリコンのような１個
の半導体基板上において形成される。

【０００８】外部端子から供給される非安定電源ＶＢ
は、電流増幅回路としての電流ミラー回路を構成するＰ
ＮＰトランジスタＱ２のエミッタに供給される。このト
ランジスタＱ２のコレクタから定電圧ＶＯが出力され
る。上記トランジスタＱ２とベース及びエミッタが共通
化されたＰＮＰトランジスタＱ１は、上記トランジスタ
Ｑ２と電流ミラー形態に接続される。つまり、トランジ
スタＱ１は、トランジスタＱ２とエミッタ及びベースが
共通接続されるともに、それ自身はベースとコレクタが
共通接続されてダイオード形態にされる。この実施例の
電流ミラー回路は、電流増幅機能を持たせるために、ト
ランジスタＱ１とＱ２のエミッタ面積比をｎとすると、
ｎ≫１のように設定される。

【０００９】上記トランジスタＱ２のコレクタ電圧ＶＯ
を定電圧化するために、かかる出力電圧ＶＯは、電圧比
較と電圧−電流変換を行う増幅回路ＡＭＰの反転入力
（−）に供給される。この増幅回路ＡＭＰの非反転入力
（＋）には、定電圧ＶＣが供給される。これにより、上
記増幅回路ＡＭＰは、上記定電圧ＶＣと出力電圧ＶＯを
比較し、その電圧差分に対応した電流信号を形成する。
上記の比較参照用の定電圧ＶＣを形成する定電圧電源
は、特に制限されないが、シリコンバンドギャップ回路
等により構成される。上記出力電圧（定電圧出力）ＶＯ
は、負荷ＲＬに供給される。この負荷ＲＬは、かかる安
定化電源により動作させられる電子回路等の等価的な負
荷を表している。

【００１０】上記増幅回路ＡＭＰは、上記基準となる定
電圧ＶＣに対して出力電圧ＶＯが低いとき、その電圧差
分に対応して出力電流信号を増加させるように作用す
る。この電流信号は、上記電流ミラー回路（Ｑ１，Ｑ
２）を介して電流増幅されて負荷ＲＬに流す電流を増加
させる。これにより、出力電圧ＶＯは定電圧ＶＣと同じ
くなるように高くされる。逆に、上記増幅回路ＡＭＰ
は、上記基準となる定電圧ＶＣに対して出力電圧ＶＯが
高いとき、その電圧差分に対応して出力電流信号を減少
させるように作用する。この電流信号は、上記電流ミラ
ー回路（Ｑ１，Ｑ２）を介して電流増幅されて負荷ＲＬ
に流す電流を減少させる。これにより、出力電圧ＶＯは
定電圧ＶＣと同じくなるように低くされる。

【００１１】安定化電源を構成するＰＮＰトランジスタ
を上記のようなＩＣプロセスで形成した場合、電流増幅
率β_o のバラツキに系全体のオープンループ利得が依存
しない回路が望ましい。また、周波数特性ｆ_T が低いこ
とによる発振安定性が悪化するのを防ぐためには、コレ
クタ，ベース間接合容量Ｃ_jBC により、コレクタ側の出
力信号がベースに戻るのを防ぐ必要がある。このため、
ベースを駆動するインピーダンスが極力低い事が望まし
い。

【００１２】本願発明者においては、上記のような２つ
の要求を満足する回路として、電流ミラー回路があるこ
とに気が付いた。つまり、比較的大きなエミッタサイズ
を有する出力（ドライブ）用のＰＮＰトランジスタＱ２
と、熱的に結合させられた比較的小さなエミッタサイズ
でダイオード形態にされた入力側のＰＮＰトランジスタ
Ｑ１により電流ミラー回路を構成する。この構成におい
て、両者のエミッタサイズ比（Ｑ２：Ｑ１）をｎとする
と、ｎ≫１とすると、電流増幅率β_o とは独立してｎの
電流増幅率を得ることができる。

【００１３】このため、ＩＣプロセスにより形成された
ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２を用いた場合において、
その電流増幅率β_o のバラツキで異常に大きなオープン
ループ利得時の発振現象や、異常に小さいオープンルー
プ利得時による安定化電源出力抵抗の上昇等の問題が生
じることがない。そして、適当なバイアス電流Ｉ_D をダ
イオード形態のトランジスタＱ１に流すようにすること
により、ｋＴ／ｑＩ_D（Ω）の比較的低いインピーダン
スにより出力側のトランジスタＱ２のベース，エミッタ
を接続することができ、上記コレクタ，ベース間接合容
量Ｃ_jBC による信号の戻り量を少なくすることができ
る。

【００１４】図１の実施例において、非安定電源ＶＢ
は、電池又は電話ケーブル等を介して供給さる電圧とさ
れる。定電圧ＶＣは、上記のようにＩＣチップ内に形成
されたシリコンバッドギャップ回路等による定電圧であ
る。上記増幅回路ＡＭＰは、上記電圧ＶＯとＶＣとを比
較し、Ｉｏ＝ｇｍ（ＶＣ−ＶＯ）となる出力電流を形成
する。そして、電流ミラー回路による電流増幅率をｎ
（ｎ≫１）とすると、次式（１）が成立する。

【００１５】 ＶＯ／ＲＬ＝ｎ・ｇｍ（ＶＣ−ＶＯ） ・・・・・・・・・・・・（１） この式（１）は、次式（２）のように変形できる。 ＶＯ＝ＶＣ／（１＋１／ｎ・ｇｍＲＬ）） ・・・・・・・・・・・・（２） ここで、１／ｎ・ｇｍＲＬ≪１とする、ＶＯ≒ＶＣとな
り、負荷ＲＬの多少の変動にかかわらずに一定の出力電
圧を得ることができる。また、電流ミラー回路を介して
出力電圧を得るために、非安定化電源の電圧ＶＢが約２
Ｖ程度まで低下しても、１．８Ｖのような安定化電圧を
得ることができる。このように、原電源である非安定の
電源電圧値に極く近い電圧までの広い範囲での定電圧出
力を得ることができる。

【００１６】図２には、この発明に係る定電圧回路の他
の一実施例の回路図が示されている。この実施例では、
増幅回路ＡＭＰに供給される出力電圧ＶＯが抵抗Ｒ１と
Ｒ２により分圧される。この場合には、Ｒ２・ＶＯ／
（Ｒ１＋Ｒ２）に分圧された電圧が定電圧ＶＣと一致す
るように制御されるから、ＶＯは、ＶＣ（Ｒ１＋Ｒ２）
／Ｒ２のような高い電圧とされる。

【００１７】図３には、この発明に係る定電圧回路の一
実施例の具体的回路図が示されている。この実施例で
は、シリコンバンドギャップを利用した次のような定電
圧源が用いられる。ＮＰＮトランジスタＱ４とＱ５のエ
ミッタ面積は、×８と×２のように通常の他のＮＰＮト
ランジスタのエミッタに対して大きなサイズにされる。
上記トランジスタＱ４とＱ５の関係では、トランジスタ
Ｑ４のエミッタ面積がトランジスタＱ５の４倍に大きく
される。

【００１８】トランジスタＱ４とトランジスタＱ５のコ
レクタ側には、ＰＮＰトランジスタＱ３とＱ４からなる
電流ミラー回路が設けられ、かかるトランジスタＱ３と
Ｑ４のエミッタ面積比及びエミッタ抵抗Ｒ３，Ｒ４を等
しく設定してトランジスタＱ４とＱ５には同じコレクタ
電流が流れるようにされる。それ故、トランジスタＱ４
のベース，エミッタ間電圧は、その電流密度に対応して
トランジスタＱ５のベース，エミッタ間電圧より小さく
される。トランジスタＱ４には、エミッタ抵抗Ｒ５が設
けられ、かかる抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ５のエ
ミッタと共通接続される。

【００１９】したがって、抵抗Ｒ５には上記トランジス
タＱ５とＱ４とのエミッタ，ベース間電圧差に対応した
電圧が印加される。上記トランジスタの素子サイズやそ
れに対応した電流密度により、上記エミッタ，ベース間
電圧差に対応した電圧は、例えば３６ｍＶにされる。上
記抵抗Ｒ５の抵抗値を約１１ＫΩとして、トランジスタ
Ｑ４には３．３μＡを流すと、同じ電流がトランジスタ
Ｑ５に流れ、上記両電流が流れ込む抵抗Ｒ６には６．６
μＡの電流が流れる。この抵抗Ｒ６の抵抗値を約８８．
５ＫΩとすると、抵抗Ｒ６で発生する電圧Ｖ１は、約５
７０ｍＶとなる。上記トランジスタＱ５のベース，エミ
ッタ間電圧は、上記のような電流３．３μＡを流すこと
により、約６３０ｍＶとなる。したがって、トランジス
タＱ５のベースから得られる定電圧Ｖ２は、１．２Ｖの
ような電圧とされる。

【００２０】増幅回路は、ＰＮＰの差動トランジスタＱ
６とＱ７と、上記トランジスタＱ６のコレクタに設けら
れたコレクタ抵抗Ｒ７、上記トランジスタＱ７のコレク
タに設けられたダイオード形態のＮＰＮトランジスタＱ
８から構成される。上記差動トランジスタＱ６，Ｑ７の
共通化されたエミッタには、バイアス電流を設定する抵
抗Ｒ１１が設けられ、かかる抵抗Ｒ１１には上記非安定
の電源電圧ＶＢが供給される。この実施例では、特に制
限されないが、出力電圧ＶＯを約１．８Ｖのような定電
圧にされる。この出力電圧ＶＯは、分圧抵抗Ｒ８、Ｒ９
及びＲ１０により分圧される。抵抗Ｒ９とＲ１０の接続
点の電圧Ｖ３は、上記差動トランジスタＱ７のベースに
供給される。上記定電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ８とＲ９の接続
点に印加される。そして、上記差動トランジスタＱ６の
ベースには、上記定電圧源の電流ミラー回路を構成する
トランジスタＱ４のコレクタ電圧Ｖ４が供給される。

【００２１】ここで、上記電圧Ｖ３は、０．９Ｖになる
ように抵抗Ｒ１０及びこの分圧回路に流れる電流が設定
される。例えば、抵抗Ｒ８、Ｒ９及びＲ１０に約５μＡ
の電流を流したとき、上記電圧Ｖ３が０．９Ｖになり、
電圧Ｖ２が１．２Ｖになり、出力電圧ＶＯが１．８Ｖに
なるように各抵抗Ｒ８、Ｒ９及びＲ１０の抵抗値が設定
される。上記出力電圧ＶＯは、上記シリコンバンドギャ
ップを利用した定電圧源の動作電圧として、トランジス
タＱ３，Ｑ４のエミッタ抵抗Ｒ３，Ｒ４に供給される。

【００２２】上記トランジスタＱ７のコレクタに設けら
れたダイオード形態のＮＰＮトランジスタＱ８は、ＮＰ
ＮトランジスタＱ９と電流ミラー形態にされ、かかるト
ランジスタＱ９のコレクタ電流が上記電圧−電流変換さ
れた出力電流として電流増幅回路として作用するＰＮＰ
トランジスタＱ１に供給される。このトランジスタＱ１
と電流ミラー形態にされたＰＮＰトランジスタＱ２のコ
レクタには、特に制限されないが、抵抗Ｒ１２が設けら
れ、上記出力定電圧ＶＯとして出力される。

【００２３】この実施例では、特に制限されないが、外
部端子Ｐ１を介して非安定の電源電圧ＶＢが供給され
る。そして、外部端子Ｐ２を介して出力定電圧ＶＯを安
定化させる外付のキャパシタ（コンデンサ）Ｃが設けら
れる。特に制限されないが、上記端子Ｐ２とは別に設け
られた端子Ｐ３を介して上記定電圧源及び分圧抵抗に供
給される出力電圧ＶＯが供給される。この構成では、上
記外付のコンデンサと、トランジスタＱ２の出力インピ
ーダンスと抵抗Ｒ１２によりロウパスフィルタが構成さ
れて、負荷の電子回路側と上記定電圧源側との間での高
い周波数成分のノイズの伝達を阻止できる。

【００２４】この実施例の増幅回路は、単純な形式より
基準定電圧ＶＣと出力電圧ＶＯが供給されるものではな
い。つまり、増幅回路での感度を高くするために、差動
トランジスタＱ６のベースには、出力電圧ＶＯの変化に
敏感に応答して変化するトランジスタＱ４のコレクタ電
圧Ｖ４が利用される。そして、上記定電圧ＶＣは、上記
分圧抵抗回路に供給されて、かかる分圧回路の電圧Ｖ３
及び出力電圧ＶＯが上記のような０．９Ｖ、１．８Ｖに
なるように作用させる。つまり、定電圧源で形成された
定電圧Ｖ２により、分圧抵抗回路の抵抗Ｒ８とＲ９の接
続点の電位を１．２Ｖになるように設定するような役割
を持つ。

【００２５】このような基準電圧に対して、出力電圧Ｖ
Ｏが微小電圧でも変化すると、それに敏感に反応して電
圧Ｖ４が変化する。例えば、出力電圧ＶＯが微小電圧だ
け高くなると、ＰＮＰトランジスタＱ４が等価的にベー
ス接地の増幅トランジスタとして作用してコレクタの電
圧Ｖ４をより大きく低下させる。これにより、差動トラ
ンジスタＱ６の電流が増加して、差動トランジスタＱ７
に流れる電流を減少させる。これにより、トランジスタ
Ｑ８とＱ９及びＱ１とＱ２からなる２つの電流ミラー回
路を介して出力電流が減少して上記出力電圧の上昇を抑
制するように反応する。

【００２６】逆に、出力電圧ＶＯが微小電圧だけ低くな
ると、ＰＮＰトランジスタＱ４が等価的にベース接地の
増幅トランジスタとして作用してコレクタの電圧Ｖ４を
より大きく上昇させる。これにより、差動トランジスタ
Ｑ６の電流が減少して、差動トランジスタＱ７に流れる
電流を増加させる。これにより、トランジスタＱ８とＱ
９及びＱ１とＱ２からなる２つの電流ミラー回路を介し
て出力電流が増加して上記出力電圧の低下を補うように
反応する。

【００２７】図４には、この発明に係る定電圧回路の他
の一実施例の具体的回路図が示されている。この実施例
では、図３の実施例回路の差動トランジスタＱ６に対し
て、そのベース電流の増加を阻止するＮＰＮトランジス
タＱ１０が追加される。つまり、トランジスタＱ１０の
ベースのエミッタ間には、トランジスタＱ６のコレクタ
抵抗Ｒ７に発生した電圧が印加され、トランジスタＱ１
０のコレクタは差動トランジスタＱ６，Ｑ７の共通化さ
れたエミッタに接続される。

【００２８】上記のように感度を向上させるために、ト
ランジスタＱ６のベースにトランジスタＱ４のコレクタ
を接続した構成において、トランジスタＱ６の電流増幅
率が小さいとき、比較的大きなベース電流が定電圧を形
成するトランジスタＱ５のコレクタに流れることとな
り、前記のような安定化の条件を崩して安定化が損なわ
れる。そこで、トランジスタＱ６に流れる電流が一定以
上に増加すると、トランジスタＱ１０がオン状態になっ
て上記トランジスタＱ６に流れる電流を制限する。これ
により、基準となる定電圧源の安定化が図られるため
に、系全体の安定化が可能になる。

【００２９】上記の実施例から得られる作用効果は、下
記の通りである。すなわち、 （１） 電圧比較電流変換回路により所定の基準電圧と
出力電圧とを比較し、上記基準電圧に従った安定化電圧
となるような出力電流を形成し，この出力電流を電流ミ
ラー回路に供給して素子サイズに従った電流増幅動作を
行って上記出力電圧を形成することにより、トランジス
タの電流増幅率のバラツキに影響されないで電流増幅を
行わせることができ、半導体集積回路により形成された
トランジスタを用いても安定した定電圧を得ることがで
きるという効果が得られる。

【００３０】（２） 出力電圧を形成する電流ミラー回
路の出力端子には、外部部品で構成された比較的大きな
容量値にされた安定化用キャパシタを設けることによ
り、負荷で発生するノイズに影響されないで安定した出
力電圧を得ることができるという効果が得られる。

【００３１】（３） 比較的大きなエミッタサイズにさ
れた第１導電型の第１のトランジスタに比べてエミッタ
サイズが小さくされ、実質的にベースが共通化されてな
る第１導電型の第２のトランジスタを設け、安定化出力
電圧がエミッタ側に供給され、上記第１のトランジスタ
のコレクタ電流を受けて、それと同じコレクタ電流を上
記第２のトランジスタに供給する第２導電型トランジス
タからなる第１の電流ミラー回路と、上記第１のトラン
ジスタのエミッタに一端が接続された第１の抵抗と、上
記第１の抵抗の他端と上記第２のトランジスタのエミッ
タとの共通接続点と回路の接地電位との間に設けられた
第２の抵抗とにより基準電圧発生回路を構成し、そのエ
ミッタ面積比に対応した電流増幅動作を行い、非安定化
電源にエミッタが接続された第２導電型からなる第２の
電流ミラー回路の出力側から得られる安定化電圧を抵抗
分圧回路により分圧し、かかる抵抗分圧回路の第１の分
圧電圧と上記第１の電流ミラー回路の出力側トランジス
タのコレクタ電圧とを受ける第２導電型からなる差動ト
ランジスタにより増幅回路を構成し、上記差動トランジ
スタの一方のコレクタ電流を第１導電型からなる第３の
電流ミラー回路を介して上記第２の電流ミラー回路の入
力電流を形成し、上記第１と第２のトランジスタの共通
化されたベースと上記分圧回路の第２の分圧点を接続
し、かかる分圧回路に所望の定電流が流れるように制御
することにより、トランジスタの電流増幅率のバラツキ
に影響されないで電流増幅を行わせることができ、半導
体集積回路により形成されたトランジスタを用いても安
定した定電圧を得ることができるという効果が得られ
る。

【００３２】（４） 上記第１の電流ミラー回路の出力
側トランジスタのコレクタ電圧がベースに供給された一
方の差動トランジスタのエミッタ，コレクタには、その
コレクタ，ベースが接続され、回路の接地電位にエミッ
タが接続された第１導電型の第３のトランジスタを設け
らることにより、差動トランジスタの電流増幅率が低い
ときでも安定した動作を行わせることができるという効
果がえれらる。

【００３３】（５） 上記により電流増幅回路としての
電流ミラー回路を介して出力電圧を得るために、原電源
である非安定の電源電圧値に極く近い電圧までの広い範
囲での定電圧出力を得ることができるという効果が得ら
れる。ちなみに、２Ｖの原電圧ＶＢに対して、１．８Ｖ
のような定電圧ＶＣを得ることができる。

【００３４】以上本発明者よりなされた発明を実施例に
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、非安
定化電源の電圧が負電圧であるときは、上記ＰＮＰトラ
ンジスタをＮＰＮトランジスタとし、ＮＰＮトランジス
タをＰＮＰトランジスタにそれぞれ置き換えるようにす
ればよい。また、トランジスタは、前記実施例のような
バイポーラ型トランジスタの他に、絶縁ゲート型電界効
果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いるようにするも
のであってもよいことはいうまでもないであろう。

【００３５】この発明は、半導体集積回路装置に形成さ
れる定電圧回路の他、トランジスタの電流増幅率や遮断
周波数のバラツキや影響されないで定電圧回路として広
く利用することができるものである。

【００３６】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。すなわち、電圧比較電流変換回路によ
り所定の基準電圧と出力電圧とを比較し、上記基準電圧
に従った安定化電圧となるような出力電流を形成し，こ
の出力電流を電流ミラー回路に供給して素子サイズに従
った電流増幅動作を行って上記出力電圧を形成すること
により、トランジスタの電流増幅率のバラツキに影響さ
れないで電流増幅を行わせることができ、半導体集積回
路により形成されたトランジスタを用いても安定した定
電圧を得ることができる。

【００３７】出力電圧を形成する電流ミラー回路の出力
端子には、外部部品で構成された比較的大きな容量値に
された安定化用キャパシタを設けることにより、負荷で
発生するノイズに影響されないで安定した出力電圧を得
ることができる。

【００３８】比較的大きなエミッタサイズにされた第１
導電型の第１のトランジスタに比べてエミッタサイズが
小さくされ、実質的にベースが共通化されてなる第１導
電型の第２のトランジスタを設け、安定化出力電圧がエ
ミッタ側に供給され、上記第１のトランジスタのコレク
タ電流を受けて、それと同じコレクタ電流を上記第２の
トランジスタに供給する第２導電型トランジスタからな
る第１の電流ミラー回路と、上記第１のトランジスタの
エミッタに一端が接続された第１の抵抗と、上記第１の
抵抗の他端と上記第２のトランジスタのエミッタとの共
通接続点と回路の接地電位との間に設けられた第２の抵
抗とにより基準電圧発生回路を構成し、そのエミッタ面
積比に対応した電流増幅動作を行い、非安定化電源にエ
ミッタが接続された第２導電型からなる第２の電流ミラ
ー回路の出力側から得られる安定化電圧を抵抗分圧回路
により分圧し、かかる抵抗分圧回路の第１の分圧電圧と
上記第１の電流ミラー回路の出力側トランジスタのコレ
クタ電圧とを受ける第２導電型からなる差動トランジス
タにより増幅回路を構成し、上記差動トランジスタの一
方のコレクタ電流を第１導電型からなる第３の電流ミラ
ー回路を介して上記第２の電流ミラー回路の入力電流を
形成し、上記第１と第２のトランジスタの共通化された
ベースと上記分圧回路の第２の分圧点を接続し、かかる
分圧回路に所望の定電流が流れるように制御することに
より、トランジスタの電流増幅率のバラツキに影響され
ないで電流増幅を行わせることができ、半導体集積回路
により形成されたトランジスタを用いても安定した定電
圧を得ることができる。

【００３９】上記第１の電流ミラー回路の出力側トラン
ジスタのコレクタ電圧がベースに供給された一方の差動
トランジスタのエミッタ，コレクタには、そのコレク
タ，ベースが接続され、回路の接地電位にエミッタが接
続された第１導電型の第３のトランジスタを設けらるこ
とにより、差動トランジスタの電流増幅率が低いときで
も安定した動作を行わせることができる。

【００４０】上記により電流増幅回路としての電流ミラ
ー回路を介して出力電圧を得るために、原電源である非
安定の電源電圧値に極く近い電圧までの広い範囲での定
電圧出力を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係る定電圧回路の一実施例を示す回
路図である。

【図２】この発明に係る定電圧回路の他の一実施例を示
す回路図である。

【図３】この発明に係る定電圧回路の一実施例を示す具
体的回路図である。

【図４】この発明に係る定電圧回路の他の一実施例を示
す具体的回路図である。

【符号の説明】

ＡＭＰ…増幅回路、ＲＬ…負荷、Ｑ１〜Ｑ１０…トラン
ジスタ、Ｒ１〜Ｒ１２…抵抗、Ｐ１〜Ｐ４…外部端子、
Ｃ…キャパシタ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 工藤 勝美 埼玉県入間郡毛呂山町大字旭台15番地 日 立東部セミコンダクタ株式会社内

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の基準電圧と出力電圧とを比較して
   出力電圧が上記基準電圧に従って安定化電圧となるよう
   な出力電流を形成する電圧比較電流変換回路と、上記出
   力電流を受け、その素子サイズに従った電流増幅動作を
   行って上記出力電圧を形成する電流ミラー回路とを備え
   てなることを特徴とする定電圧回路。
2. 【請求項２】 上記基準電圧を形成する基準電圧発生回
   路、電圧比較電流変換回路及び電流ミラー回路は、１つ
   の半導体集積回路により形成されるものであることを特
   徴とする請求項１の定電圧回路。
3. 【請求項３】 上記出力電圧を形成する電流ミラー回路
   の出力端子には、外部部品で構成された比較的大きな容
   量値にされた安定化用キャパシタが設けられるものであ
   ることを特徴とする定電圧回路。
4. 【請求項４】 比較的大きなエミッタサイズにされた第
   １導電型の第１のトランジスタと、上記第１のトランジ
   スタに比べてエミッタサイズが小さくされ、実質的にベ
   ースが共通化されてなる第１導電型の第２のトランジス
   タと、安定化電圧がエミッタ側に供給され、上記第１の
   トランジスタのコレクタ電流を受けて、それと同じコレ
   クタ電流を上記第２のトランジスタに供給する第２導電
   型トランジスタからなる第１の電流ミラー回路と、上記
   第１のトランジスタのエミッタに一端が接続された第１
   の抵抗と、上記第１の抵抗の他端と上記第２のトランジ
   スタのエミッタとの共通接続点と回路の接地電位との間
   に設けられた第２の抵抗とからなる基準電圧発生回路
   と、そのエミッタ面積比に対応した電流増幅動作を行
   い、非安定化電源にエミッタが接続された第２導電型か
   らなる第２の電流ミラー回路と、上記第２の電流ミラー
   回路の出力側から得られる安定化電圧を分割する抵抗分
   圧回路と、この抵抗分圧回路の第１の分圧電圧と上記第
   １の電流ミラー回路の出力側トランジスタのコレクタ電
   圧とを受ける第２導電型からなる差動トランジスタと、
   上記差動トランジスタの一方のコレクタ電流を受け、上
   記第２の電流ミラー回路の入力電流を形成する第１導電
   型からなる第３の電流ミラー回路とを備え、上記第１と
   第２のトランジスタの共通化されたベースと上記分圧回
   路の第２の分圧点を接続し、かかる分圧回路に所望の定
   電流が流れるように制御してなることを特徴とする定電
   圧回路。
5. 【請求項５】 上記第１の電流ミラー回路の出力側トラ
   ンジスタのコレクタ電圧がベースに供給された一方の差
   動トランジスタのエミッタ，コレクタには、そのコレク
   タ，ベースが接続され、回路の接地電位にエミッタが接
   続された第１導電型の第３のトランジスタが設けられる
   ものであることを特徴とする請求項４の定電圧回路。